Electronique de puissance cours complet
FACULTE DES SCIENCES ET TECHNOLOGIE
DEPARTEMENT DE GENIE ELECTRIQUE
Module: Electronique de puissance avancée Niveau: 1ère Année Master
Support de cours:
ELECTRONIQUE DE
PUISSANCE AVANCEE
Réalisé par: Dr. Abdelhakim DENDOUGA
Maitre de conférences à l'université de Biskra
E-
Année Universitaire: 2014/2015
Electronique de Puissance Avancée
Sommaire
Intorduction ………………………………………………………………………………… 4
Chapitre I
Introduction à l'électronique de puissance avancée
1.1 Les lois de base d'électronique de puissance…………………..…………………………… 5
1.2 Structures…………………………………………………………………………………… 5
1.2.1 Convertisseurs directs ……………………………………………… ……………… 5
1.2.2 Convertisseurs indirects …………………………………..………….……………
6
1.3 Interrupteurs à semi-conducteurs………………………………… .……………………… 7
1.4 Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs ………..………….. ……………… 8
1.5 Electronique de commande ………………………………………………………………… 8
1.6 Structure de la commande ……………………………… ……………… 9
1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes…………………………..………………
9
1.7.1 Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture.. ……………..
10
1.7.2 Convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandable ……………..
12
1.8 Commande MLI …………………………………………………………….……………… 14
1.9.1 Onduleur monophasé MLI en demi-pont de tension…………………………………
14
1.9.2 Caractérisation de l'onde de modulation ………………………….…………………. 15
1.9.3 Tension de sortie…………………………………………………… 16
1.9.4 Harmoniques ……………………………………………………… .. 18
Chapitre II:
Les onduleurs MLI triphasés
2.1 Onduleur triphasé de tension…………………………………..…………….…..…………
20
2.1.1 Analyse et fonctionnement…………………………………..…………….…..…………
20
2.1.2. Fonctionnement en pleine onde…………………………………..…………..…………
21
2.1.3. Fonctionnement en MLI…………………………………..…………………..…………
22
2. 2. Onduleur triphasé de courant…………………………………..…………..…..…………
23
2.2.1. Analyse et fonctionnement…………………………………..………………..…………
23
2.2.2. Fonctionnement en pleine onde…………………………………..…………..…………
24
2.2.3. Fonctionnement en MLI…………………………………..…………………..………….. 25
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Electronique de Puissance Avancée
Chapitre III:
Les Redresseurs MLI triphasés
3.1. Redresseur MLI de courant triphasé……………………………………………………….. 27
3.1.1. Forme d'ondes…………………………………………………………….……………… 28
3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie……………………………… ……………… 28
3.1.3. Qualité des courants du coté réseau………………………………………………………29
3.2. Redresseur MLI de tension triphasé……………………………………… ……………… 29
3.2.1. Forme d'ondes……………………………….…………………………………………… 30
3.2.2. Tension redressée…………………………………………………………………………30
3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI……………………………… 32
3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI……………………………….……………… 32
Chapitre IV:
Les onduleurs multi-niveaux
4.1. Avantages…………………………………………………………………..………………. 34
4.2. Inconvénients……………………………………………………………….……………… 34
4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources)……………………….. ……………
34
4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source)…………………………. ……………
35
4.5. Onduleur multi-niveaux NPC…………………………………………………………
35
4.6. Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique……………………………………36
Chapitre V:
Convertisseur Matriciel
5.1. Principe de fonctionnement……………………………………………… ………………
38
5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel….……………… 39
5.3. Modèle mathématique du convertisseur matriciel………………………….……………… 39
5.4. Stratégies de commande…………………………………………………….………………41
Références Bibliographiques……………………………………………..…………
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Electronique de Puissance Avancée
Introduction
L’électronique de puissance ou électronique de commutation concerne le traitement et la maitrisedu
transfert de l’énergie électrique entre une source et un récepteur. Elle permet de convertir cette énergie
disponible sous une forme donnée (continue, alternative, basse ou haute tension, etc..) en une autre. Dans
ce contexte, une forte spécificité de ce domaine réside dans les rendements de conversion recherchés, ils
doivent être typiquement très proches de 100. Cela impose donc l’usage d’une électronique de
commutation pour laquelle les interrupteurs doivent présenter des pertes minimales en commutation et
dans leurs états passants ou bloqués. L’amélioration continuelle de leurs performances est une cible
importante de la recherche dans ce domaine, des progrès continus se font, des nouveaux matériaux sont
mis en œuvre : carbure de silicium, arséniure de gallium, diamant. Les performances des convertisseurs
statiques dépendent largement des propriétés physiques des composants à semi-conducteur, des
matériaux les constituants.
En effet, les récentes avancées dans le domaine des interrupteurs à semi-conducteur d'une
part (apparaissions des nouvelles interrupteurs, totalement contrôlables: GTO, IGBT, MCT,..ect), et
d'autre part dans le domaine de commande (MLI, SVM, …ect), ainsi que dans le domaine des
interfaces informatique (DSPACE, Les cartes d'acquisition,…ect), permis l’émergence des
nouvelles structure des convertisseurs de puissance afin de répondre aux exigences industrielles
(systèmes d'entraînement, de génération photovoltaïques, éoliens, filtrage,…ect), comme les
onduleurs et les redresseurs MLI, les convertisseurs multi-niveaux, les convertisseurs matriciels, les
hacheurs AC/AC.
Ce présent document, comprenant l'étude et l'analyse de la structure, le principe de fonctionnement,
la stratégie de commande, ainsi que les points forts et faibles des nouvelles structures des
convertisseurs de puissance afin d'approfondir les connaissances théoriques et servira de base
pédagogique.
Organisation du cours
Ce cours est structuré comme suit :
Chapitre 1: Introduction à l'électronique de puissance avancée.
Chapitre 2: Les onduleurs MLI.
Chapitre 3: Les redresseurs MLI.
Chapitre 4: Les onduleurs multi niveaux.
Chapitre 5: Convertisseur matriciel.
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Electronique de Puissance Avancée
Chapitre I:
Introduction à l'électronique de puissance avancée
1.1. Les lois de base d'électronique de puissance
Le domaine d'électronique de puissance notamment la structure des convertisseurs et leurs stratégies
de commande sont basés sur les lois suivantes:
.01: On appelle source de tension, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréquence de
la tension sont imposées par la source;
.02: On appelle source de courant, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréquence de
courant sont imposées par la source;
.03: Une source de tension ne doitjamais être en court-circuit;
.04: Une source de courant ne doitjamais être en circuit ouvert;
.05: Les convertisseurs de puissance doivent être toujours insérés entre deux milieux
énergétiques (source, charge) de natures différentes.
1.2. Structures
On peut classer les convertisseurs de puissance en deux catégories:
- convertisseurs directs;
- convertisseurs indirects.
Hacheurs
DC (=)
DC (=)
Onduleurs
Redresseurs
Cycloconvertisseurs
AC (?)
AC (?)
Gradateurs
Figure 1.1: Catégories des convertisseurs de puissance
1.2.1 Convertisseurs directs:
Dans ce cas, la conversion de l'énergie d'une forme à autre se fait de manière directe. C'est-à-dire, on
ne trouve pas une conversion intermédiaire.
Les convertisseurs directs sont:
- Les redresseurs (AC/DC);
- les gradateurs, les cycloconvertisseurs (AC/AC);
- les hacheurs (DC/DC);
- les onduleurs autonomes (DC/AC).
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Electronique de Puissance Avancée
On peut schématiser la structure de ces convertisseurs par une matrice d'interrupteurs reliant les n
bornes de sortie d’un générateur aux m bornes d’entrée d’un recéleur.
1
1
r
2
2
r
eu
at
3
3
teu
ér
én
n
m
écep
G
R
Figure 1.2: Structure générale des convertisseurs
Cette matrice comprend en principe n×m éléments. Toutefois pour certains convertisseurs, des
interrupteurs sont supprimés ou réduits à une simple liaison galvanique.
1.2.2 Convertisseurs indirects:
Certains convertisseurs ne relient pas directement le générateur au récepteur: l'énergie transite par un
étage intermédiaire. Dans ce cas, on trouve une cascade de convertisseurs, l'un reliant le générateur à
l'étage intermédiaire, l'autre reliant cet étage au récepteur.
Etage intermédiaire
Figure 1.3: Convertisseur indirect
L'étage intermédiaire joue le rôle de récepteur vis-à-vis du premier convertisseur, de générateur vis-
à-vis du deuxième. Il est généralement formé d'un ou de plusieurs éléments de stockage d'énergie
(inductances et condensateurs). C'est le cas, par exemple des convertisseurs continu-continu (DC/
DC), à étage intermédiaire résonnant inséré dans une cascade onduleur / redresseur.
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Electronique de Puissance Avancée
1.3. Interrupteurs à semi-conducteurs :
Dans tous les convertisseurs d’électronique de puissance, les échanges d’énergie entre le générateur
et le récepteur sont contrôlés grâce à l’évolution au cours des temps des connexions que les
interrupteurs du convertisseur établissent.
Tout changement de connexion résulte d’un changement d’état :
- fermeture (connexion de l’état OFF à l’état ON) ;
- ouverture (connexion de l’état ON à l’état OFF).
La commutation d'un semi-conducteur d'un état à l'autre peut être
- Soit commandée: et résulter d'un signal appliqué à son accès de commande
- Soit spontanée (Naturelle) : et résulter du passage par générateur de la tension à ses homes
(Fermeture spontanée) ou du passage par zéro du courant qui le traverse (ouverture spontanée).
Table.1 : les principaux interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans l'électronique de puissance.
caractéristiques
Interrupteur
Symbole
Tension
courant
fréquence
Diode (1955)
10V -10 kV
1-5000 A
------------
BJT: Bipolar junction transistor (1975)
30V-1.2 kV
0.5- 500 A
10 kHz
MOSFET: Metal oxide semiconductor field
20-500V
0.5-50 A
1MHz
effect transistor (1976)
IGBT: Insulated gate bipolar transistor (1983)
600V- 2.5 kV
10- 600 A
20 kHz
SCR: Silicon controlled rectifier (thyristor)
200V-6 kV
10 A-3.5 kA
500 Hz
(1957)
GTO: Gate turn-off thyristor (1962)
200V-4.5 kV
10 A-3 kA
2 kH
TRIAC (1958)
200-1kV.
2-100 A
500 Hz
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Electronique de Puissance Avancée
1.4. Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs
Le choix d'un interrupteur à semi-conducteurs pour une application particulière dépend aux critères
suivants:
- la tension inverse;
- le niveau du courant;
- la fréquence de commutation;
- la vitesse de commutation;
- les pertes (par conduction et commutation);
- le mode de la commande (naturelle, semi, et totale)
1.5. Electronique de commande:
Les convertisseurs de puissance qui utilisent des semi-conducteurs de puissance commandés
peuvent être soit totalement soit partiellement commandés.
Un convertisseur est totalement commandé si tons les changements d'états des interrupteurs qui le
composent sont fixés par les signaux de commende à la fermeture et à l'ouverture envoyés aux semi-
conducteurs (l’état des interrupteurs ne dépend pas à l'évolution des tensions et des courants à des
accès).
i
K
K
1
2
K3
vA
iA
vB
iB
U
v
i
C
C
K'1
K'2
K'3
Figure 1.4: Onduleur e tension
Un convertisseur est partiellement commandé si certains changements d'état des interrupteurs se
produisent sous l'évolution des tensions et les courants à ses accès (thyristor).
Pour qu'un convertisseur soit totalement commandée, il faut notamment qu'il comporte des
interrupteurs à fermeture et ouverture commandée.
- Exemple: les onduleurs autonomes de tension.
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Electronique de Puissance Avancée
1.6. Structure de la commande
La commande éloignée : génère à partir des signaux de référence (xréf) et des mesures effectuées sur
le générateur et le récepteur (xmes(gé, ré)), des ondes de référence (x w) qui correspondent aux tension
ou aux courants qu'on veut imposer aux accès du générateur ou du récepteur.
Générateur
X ref
ig
Régulateurs
Logique de Cde
Cde Rapprochée
X
(gé, ré)
mes
Récepteur
1er niveau
2ème niveau
3ème niveau
de
C éloignée
(principale)
de
C Rapprochée
Figure 1.5: Structure de commande
La commande rapprochée détermine les instants où il faut commander l'amorçage ou le blocage des
interrupteurs à semi-conducteurs à partir des ondes de référence (xréf)
1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes:
L'électronique de commande rapprochée sert à déterminer les instants des interrupteurs de
commutateur où il faut envoyer ces ordres en fonction d'ondes qui correspondent généralement aux
tensions on aux courants qu'on veut imposer aux accès du récepteur.
Les techniques de la commande rapprochée sont très variées.
La technique qui consiste à comparer des ondes de références avec des ondes de modulation est la
plus adaptée aux convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandés.
i
j
Générateur
Récepteur
Kij
Xréf
Xmes
Générateur
Figure 1.6: Commande raprochée par comparaison
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Electronique de Puissance Avancée
1.7.1. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture:
A) Redresseurs tout thyristors
c
i
T1
T2
T3
vA
iA
vB
iB
c
U
m
V VAref
V
V
v
ref
B
ref
C
C
+1
iC
T'1
T'2
T'3
-1
Figure 1.7: Structure du redresseur tout thyristors.
Uc
Figure 1.8: Forme d'onde.
Pour déterminer les instants de commande des thyristors, on utilise une onde de modulation Vm.
cette valeur correspond à la valeur moyenne Ucmoy de Uc, tel que -1On associé en suite à chaque thyristor une onde de référence synchronisée sur son intervalle
admissible d'amorçage, elle part de +1 au début de cet intervalle pour atteindre -1 à la fin de celui-ci.
On impose généralement une onde à l'onde de référence de varier suivant une cosinusoïde durant cet
U
intervalle.
cmoy
cos ? =
= U
amorçage de T
m
1
Uc0
?t
?
intervalle admissible
d'amorçage de T1
Figure 1.9: Principe de comparaison
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10
Electronique de Puissance Avancée
La valeur moyenne de la tension redressée est:
U
= U .cos ? = U U
.
(1.1)
cmoye
c0
c0
m
Uc0 correspond ?=0.
cos ? = 1 ? ? = 0 ? U
= U = U
U
0
cmoy ?
?
cmoy
c
m
cos ? =
?
?
(1.2)
U
cos
0
U
0
U
c0
?
? = ? ? = ?
= =
?
cmoy
m
2
B) Gradateurs
Dans le gradateur en utilisant deux thyristors montés en tête-bêche pour concevoir un interrupteur
bidirectionnel en courant et en tension totalement commandé.
T
i
ich
T'
e
g
U
ar
Uch
ch
U
?t
Um
Uréf
?t
T
T'
Uch
ich
ich
?t
Charge résistive R
Charge inductive R-L (?>?)
Figure 1.10: Gradateur monophasé: structure et forme d'ondes
D'après les deux figures ci-dessus, on constate que Uch ne dépend pas seulement de Uréf mais aussi
de la nature de charge.
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Electronique de Puissance Avancée
1.7.2. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés totalement commandable:
A) Hachuers
On prend comme schéma de base, pour l'étude de la commande des hacheurs directs à deux
interrupteurs celui de hacheur réversible en courant.
D1
i
i
ch
K1
T1
K2
U
T
2
uch
D
2
Figure 1.11: Hacheur
Principe de la commande
Si on emploie la commande complémentaire de K1 et K2, il faux déterminer par période T de
hachage, deux instants:
- l'instant de commutation de K1 vers K2;
- l'instant de commutation de K2 vers K1.
La valeur moyenne Uchmoy de la tension uch peut être réglée entre 0 et U, on fait donc varier
u
u
ch
=
de 0 à 1. On doit donc prendre une onde de modulation allant de 0 à 1, par exemple une
réf
U
onde en dents de scie.
+1
?t
0
K
K
1
2
K1
K2
uch
?t
0
?
T
T
2T
Figure 1.12: Principe de commande
Si ?T est la durée des intervalles de conduction de K1 à chaque période, on a:
Uch=?U.
U
?
ch
U
U
=
=
? U = U U
.
(1.3)
réf
ch
réf
U
U
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Electronique de Puissance Avancée
B) Onduleurs monophasé de tension MLI
La commande MLI des onduleurs monophasés de tension fonctionnant en modulation de largeur
d'impulsions M.L.I (en anglo-saxon P.W.M, pulse width modulation).
La principale différence apportée par cette technique de commande par rapport aux techniques
précédentes, est du fait qu'en régime permanent les ondes de référence ne tendent pas vers des
grandeurs constantes, mais, le plus souvent vers des ondes sinusoïdales d'amplitude et de pulsation
constantes.
Principe de la commande
T1
K1
D1
U/2
ich
U/2
e
g
T 1
'
1
K'
D'1
ar
uch
ch
Figure 1.13: Onduleur monophasé MLI
Dans l'onduleur en demi-pont fonctionnant en MLI, on détermine les instants de commutation en
comparant: une onde de référence uréf qui représente la tension que l'on veut trouver aux bornes de la
charge avec une onde de modulation M allant de -1 à +1.
L'onde de modulation peut être:
a) en dents de scie:
On distingue deux types d'échantillonne naturel et synchrone.
+1
+1
M
uréf
M
uréf
?t
?t
0
0
-1
-1
K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1
K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1
échantillonnage naturel
échantillonnage synchrone
Figure 1.14: Modulation en dents de scie
b) triangulaire:
+1
+1
M
uréf
M
uréf
?t
?t
0
0
-1
-1
K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1
K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1 K1 K'1
échantillonnage naturel
échantillonnage synchrone
Figure 1.15: Modulation triangulaire
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Electronique de Puissance Avancée
- La modulation triangulaire permet d'obtenir un meilleur suivi de l'onde de référence.
Caractéristique de la commande MLI:
La commande MLI est caractérisée par:
- le coefficient de réglage en tension ou en courant r (0- l'indice de modulation m: c'est le rapport de la fréquence de modulation fm à la fréquence de
référence fréf, ou, en désignant par ?m et ?réf les pulsations correspondantes, avec:
?
f
m
m
m =
=
que
tel
,
: f
> f
;
m
réf
?
f
réf
réf
- la phase de l'onde de référence ?.
Donc, on peut écrire: u
= r.cos(? .t + )
?
réf
réf
Schéma de principe de la commande MLI:
K1
U/2
ich
U/2
e
1
K'
g
ar
uch
ch
Génération
r ?
de Uréf
?réf
Comparaison et
Génération
mise en forme
de M
1.8. Commande MLI
Figure 1.16: Principe de la MLI
La modulation de largeur d'impulsion MLI (en anglo-saxon Pulse Width Modulation PWM),
consiste à adopter une fréquence de commutation supérieure à la fréquence des gradeurs de sortie et
à former chaque alternance d'une tension (ou courant) de sortie d'une succession de créneaux de
largeurs convenables. Autrement dit, la MLI consiste à déterminer en temps réel les instants de
fermeture et d'ouverture des interrupteurs à l'aide d'une électronique de commande analogique ou
numérique ou en faisant simultanément appel à ces deux techniques.
L'objectif principal de la MLI est d'obtenir une tension ou un courant proche à la forme sinusoïdale à
la sortie de l'onduleur.
1.8.1 Onduleur monophasé MLI en demi-pont de tension
L'onde de modulation de fréquence f' nettement supérieure à la fréquence de l'onde de référence f,
est une onde triangulaire d'amplitude U/2.
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Electronique de Puissance Avancée
+U/2
M
uréf
t
i
0
t1
t2
T'
K1
-U/2
U/2
uch
T1
D1
K
K'
i
1
1
K1
ch
U
u
+U/2
ch
U/2
T 1
'
D'
U
1
chmoy
1
K'
t
0
t1
t2
Tm
-U/2
Figure 1.17: Tension moyenne d'un onduleur en demi-pont MLI
Calcul de la valeur moyenne uch pendant Tm:
Sachant que:
- la période de l'onde de modulation Tm- la variation de uréf est négligeable (?uréf?0)?uréf=cte.
1 ?U
U
U
?
U
=
(1.4)
cmoy
? .t ?
.(t ? t ) +
.(T ? t )
1
2
1
m
2 ?
Tm ? 2
2
2
?
Calcul de t1:
U
t
à t
1
1: M
= ?
+ U
.
2
.
= u
(ascendante)
réf
2
Tm
?
U
T
t = u
m
(
+ ).
(1.5)
1
ref
2
U
.
2
U
.
3
t
à t
2
2: M
=
? U
.
2
.
= u
(desce
e
ndant )
réf
2
Tm
?
U
.
3
T
t = ( u
m
?
+
).
(1.6)
2
ref
2
U
.
2
On remplace t1 et t2 dans (1.4), on trouve:
U
= u
(1.7)
chmoey
ref
Si la référence varie sinusoïdalement, la valeur moyenne de uch variera suivant la même loi. Donc,
l'objectif de la MLI est vérifié.
1.8.2 Caractérisation de la modulation M:
Si la référence est sinusoïdale, deux paramètres caractérisent la commande:
1. l'indice de modulation m: c'est le rapport entre la fréquence de l'onde modulation et celle de
l'onde référence (f'/f);
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15
Electronique de Puissance Avancée
2. le coefficient de réglage r: c'est le rapport entre l'amplitude de l'onde référence et la valeur crête
U/2 de l'onde de modulation.
Selon l'indice de modulation on distingue deux types de modulation:
- la modulation synchrone: lorsque f' est un multiple entier de f (m est un nombre entier). Dans ce
cas, on obtient une tension uch vraiment périodique avec une période T=1/f;
- la modulation asynchrone: lorsque f' n'est pas un multiple entier de f (m n'est pas un nombre
entier).
En modulation synchrone:
- si m est impair, le développement en série de Fourier de uch ne comporte que les harmoniques
impairs;
- si m est pair, le développement en série de Fourier de uch donne une composante continue, des
harmoniques pairs, et des harmoniques impairs.
Par conséquent, on choisit donc des valeurs impaires de m.
Calage est optimal: lorsque Mpasse par un maximum ou un minimum au milieu des alternances de
l'onde de référence. Dans ce cas, les alternances
de uch sont symétriques par rapport à leurs milieux.
1.8.3 Tension de sortie:
- Fondamental:
Dès que m est suffisament égal ou supérieur à 6, la fondamentale de la tension de sortie est
1
U
pratiquement égal à la tension de référence et donc a pour valeur efficace: U
=
.r.
1
ch
2
2
À une tension d'entrée donnée, la MLI permet de faire varier la valeur de la tension de sortie, ce qui
ne permettant pas la commande en pleine onde.
U
Quand r va de 0 à 1, Uch1 va de 0 à
. Par conséquant la valeur maximale de Uch1 est inférieure à
2 2
sa valeur obtenue avec la commande en pleine onde, soit:
1
4 U
2
U
=
.
.
=
U
. (1.8)
ch1
2 ? 2
?
On peut conclure égalment:
U
(MLI )
?
1
ch
=
=
.
7856
.
0
U
(
pleine onde)
4
1
ch
Donc on a un déchet de tension de 21.46%
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16
Electronique de Puissance Avancée
+U/2 M
uréf
?t
0
+U/2
K1
K'
K'
K'
K'1
K'1
K
1
K1
1
K1
1
K1
K1
1
K'1
K1
uch
+U/2
?t
0
+U/2
i
?
?t
0
ich
?
?t
0
iT1
?t
0
iD1
?t
0
u
T1
?t
0
Figure 1.18: Formes d'ondesd'un onduleur en demi-pont MLI
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17
Electronique de Puissance Avancée
1.8.4. Harmoniques:
En commande pleine onde, le développement en série de Fourier de uch de fréquence f comporte les
harmoniques de fréquence 3f, 5f, 7f,
Donc de rang 3, 5, 7,…
En MLI synchrone, le spectre d'harmoniques de uch varie avec le coefficient de réglage r et l'indice
de modulation m, comme suit:
- si r=0, uch est formée de signaux rectangulaires jointifs de fréquence mf, comprend les
harmoniques de rang m, 3m, 5m,…;
- quand r croit, la fondamentale Uch1 augmente, les harmoniques de rang m, 3m, 5m,… diminuent
mais il en apparaît d'autres. Ceux-ci peuvent se diviser en 3 familles:
1ère Famille:
est concentrée sur la fréquence mf et comprend, outre le terme de rang m, la paire d'harmoniques de
rang m-2 et m+2, la paire de rang m-4 et m+4,…
2ème Famille:
est concentrée sur la fréquence 2mf et comprend la paire d'harmoniques de rang 2m-1 et 2m+1, la
paire de rang 2m-3 et 2m+3,…
3ème Famille:
est concentrée sur la fréquence 3mf et comprend les harmoniques de rang 3m, 3m-2 et 3m+2, 3m-4
et 3m+4,…
Remarques:
- si m est grand, les termes des premières familles tout ou moins n'interfèrent pas. D'autre part, les
harmoniques de la même paire ont la même valeur;
- lorsque l'indice de modulation est multiple de 3, le principal harmonique de rang m et les
harmoniques de rang 2m-3, 2m+3 de la 2ème famille sont disparus;
2
U
r
- la MLI ne reduit pas le taux d'harmoniques: ? =
1 ?
, ?
n
n est independant de m; mais elle
2
2
permet de décaler les harmoniques vers les fréquences les plus élevées, ce qui facilite leur
filtrage.
Exemple: m=15, r=0.8
2
Pour chaque terme de fréquence nf on a indiqué sa valeur efficace Uchn rapportée à
U (valeur du
?
fondamental en pleine onde).
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
18
Electronique de Puissance Avancée
U chn
( 2.U / ?)
10
20
30
n
Figure 1.19: Spectre d'harmoniques
1ère Famille: 15, 13, 17, 11, 19,…
2ème Famille: 29, 31, 27, 33,…
Sur le spectre on a tracé en trais interrompus les harmoniques qui disparaissent.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
19
Electronique de Puissance Avancée
Chapitre II:
Les onduleurs MLI triphasés
2.1 Onduleur triphasé de tension
2.1.1 Analyse et fonctionnement
- K1 et K'1, K2 et K'2, K3 et K'3 doivent être complémentaires. Ainsi que, les interrupteurs sont
réversibles en courant.
i
vK1 T
1
K1 D
K2
K3
1
vchA
iK1
ichA
A
U/2
vchB
i
i
K2
chB
U
B
vchC
ichC
C
U/2
iK3
K'1
K'2
K'3
Figure 2.1: Onduleur triphasé de tension
Avec:
?U : K es
F;
t
??
1
2
v ? v =
(2.1)
A
?
0
?? U : '
K es
F.
t
?? 2
1
?U :K es
F;
t
??
2
2
v ? v =
(2.2)
B
?
0
?? U : '
K es
F.
t
?? 2
2
?U : K es
F;
t
??
3
2
v ? v =
(2.3)
C
?
0
?? U : '
K es
F.
t
?? 2
3
N.B: on désigne par 'F' lorsque l'interrupteur est fermé, et par 'O' lorsque celui-ci est ouvert.
On peut exprimer également les tensions composées aux bornes de charge comme suit:
?U :K es
t
F, K es
t ;
O
?
1
2
0
? : K et
K s
ont ;
F
v ? v = v
= (v ? v ) ? (v ? v ) =
(2.4)
A
B
AB
A
B
?
1
2
0
0
?U : K es
t
O, K es
F;
t
?
1
2
0
? : K et
K s
O.
ont
?
1
2
De même, on peut déduire les expressions de v
et v
.
BC
CA
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
20
Electronique de Puissance Avancée
D'autre part, pour une charge triphasée équilibrée, on a:
v
+ v + v = 0
A
B
C
(2.5)
En utilisant les expressions précédentes, et on déduit les tensions simples comme suit:
1
2
1
1
v A = [( v ? v ) ?( v ? v
A
B
C
A ]
) =
( v
? v ) ? ( v ? v ) ? ( v ? v )
A
0
B
0
C
0 (2.6)
3
3
3
3
1
1
2
1
vB = [( v ? v ) ?( v ? v
B
C
A
B ]
) = ?
( v
? v ) + ( v ? v ) ? ( v ? v )
A
0
B
0
C
0 (2.7)
3
3
3
3
1
1
1
2
vC = [( v ? v ) ?( v ? v
C
A
B
C ]
) = ?
( v
? v ) ? ( v ? v ) + ( v ? v )
A
0
B
0
C
0 (2.8)
3
3
3
3
Le courant délivré par la source est donné par:
i = i
+ i + i (2.9)
k1
k 2
ik 3
Le fonctionnement de l'onduleur triphasé de tension est projeté dans un tableau résumé, suivant:
K1
K2
K3
vA- v0
vB- v0
vC- v0
vcA
vcB
vcC
iK1
iK2
iK3
i
F
F
F
U/2
U/2
U/2
0
0
0
icA
icB
icC
0
F
F
O
U/2
U/2
-U/2
U/3
U/3
-2U/3
icA
icB
0
- icC
F
O
F
U/2
-U/2
U/2
U/3
-2U/3
U/3
icA
0
icC
- icB
F
O
O
U/2
- U/2
- U/2
2U/3
-U/3
-U/3
icA
0
0
icA
O
F
F
-U/2
U/2
U/2
-2U/3
U/3
U/3
0
icB
icC
- icA
O
F
O
- U/2
U/2
-U/2
-U/3
2U/3
-U/3
0
icB
0
icB
O
O
F
- U/2
-U/2
U/2
U/3-
-U/3
2U/3
0
0
icC
icC
O
O
O
- U/2
- U/2
- U/2
0
0
0
0
0
0
0
2.1.2. Fonctionnement en pleine onde
La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant une demi-période (T/2)
des tensions de sortie, comme suit:
?
,
?K pour 0
t et
K pour ?
t ;
1
?
1
?
2?
2?
2?
2?
?K pour
t ,
et
K pour ?
+
t ;
2
(2.10)
?
3
3
2
3
3
?
4?
4?
4?
4?
?K pour
t ,
et
K pour ?
+
t .
? 3
3
3
3
3
3
D'après le tableau résumé, on peut tracer les formes d'ondes. Les tensions de sortie vchA, vchB et vchC
ont pour valeur efficace de leur fondamental est:
V
= 2 U (2.11)
ch1
?
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
21
Electronique de Puissance Avancée
K1
?t
K2
?t
K3
?t
vchA
?t
vA-v0
ichB
ichA
ichC
?t
i
?t
iK1
?t
D1
T1
D'1
T'1
T'2
D2
T2
D'2
T3
D'3
T'3
D3
Figure 2.2: Forme d'ondes en pleine onde
2.1.3. Fonctionnement en MLI
.
K1
?t
K2
?t
K3
?t
vA-v0
?t
vchA
?t
ichB
ichA
ichC
?t
i
?t
iK1
?t
Figure 2.3: Forme d'ondes en MLI
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
22
Electronique de Puissance Avancée
Si la modulation est synchrone, on choisit un indice de modulation multiple de 3, soit m=6.
Les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé en utilisant le chronomètre de fermeture
des interrupteurs K1, K2 et K3
2. 2. Onduleur triphasé de courant
2.2.1. Analyse et fonctionnement
? L'onduleur de courant triphasé est placé entre une source de courant continu supposée parfaite;
donc débutant un courant constant, et une source de tension alternative triphasée supposée parfaite;
donc présentant des tensions vchA, vchB, vchC formant un système triphasé sinusoïdale équilibré.
? Les interrupteurs K1, K2, K3 d'une part, et K'1, K'2, K'3 d'autre part doivent être complémentaires,
pour que la source du courant ne soit jamais en circuit ouvert et la source de tension ne soit jamais
mise en court-circuit. Ainsi que, les interrupteurs sont réversibles en tension.
I
v
chA
vK1
K1
K2
K3 i
i
chA
K1
A
v
chB
i
ichB
K2
u
B
vchC
ichC
iK3
C
K'1
K'
K'
2
3
Figure 2.4: Onduleur triphasé de courant
fermés
icA icB icC
vK1
vK2
vK3
vK1'
vK2'
vK3'
u
K1
K '
1
0
0
0
0
vcA- vcB vcA- vcC
0
vcB- vcA vcC- vcA
0
K1
K '
2
I
-I
0
0
vcA- vcB vcA- vcC vcA- vcB
0
vcC- vcB vcA- vcB
K1
K '
3
I
0
-I
0
vcA- vcB vcA- vcC vcA- vcC vcB- vcC
0
vcA- vcC
K2
K '
1
-I
I
0
vcB- vcA
0
vcB- vcC
0
vcB- vcA vcC- vcA vcB- vcA
K2
K '
2
0
0
0
vcB- vcA
0
vcB- vcC vcA- vcB
0
vcC- vcB
0
K2
K '
3
0
I
-I
vcB- vcA
0
vcB- vcC vcA- vcC vcB- vcC
0
vcB- vcC
K3
K '
1
-I
0
I
vcC- vcA vcC- vcB
0
0
vcB- vcA vcC- vcA vcC- vcA
K3
K '
2
0
-I
I
vcC- vcA vcC- vcB
0
vcA- vcB
0
vcC- vcB vcC- vcB
K3
K '
3
0
0
0
vcC- vcA vcC- vcB
0
vcA- vcC vcB- vcC
0
0
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
23
Electronique de Puissance Avancée
K , K
K
,
1
2
3 ?
? :
air
complément
es ? il y a 9 configurations possibles.
K' , K'
K'
,
1
2
3 ?
L'ensemble des relations est regroupé dans un tableau résumé. Pour résumé, on a indiqué que les 2
interrupteurs fermés, alors les autres étant ouverts.
2.2.2. Fonctionnement en pleine onde
La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant un tiers de période (T)
des courants de sortie, comme suit:
?
2?
2
,
?
?K pour 0
t et
K pour ?
t + ?;
1
?
3
1
3
?
2?
4?
2?
4?
?K pour
t ,
et
K pour ?
+
t ;
2
(2.12)
?
3
3
2
3
3
?
4?
4?
?K pour
t ,
et
K pour ?
+
t 3 .
? 3
3
3
3
D'après le tableau résumé, on peut tracer les formes d'ondes.
La valeur efficace dees courants de sortie ichA, ichB et ichC est:
I
= 6 I (2.13)
ch1
?
K1
K2
K3
K'
1
K'2
K'3
ichA
?t
i
chB
ichC
vchA
v
vchC
chA
u
v
k1
K1
Figure 2.5: Forme d'ondes en pleine onde
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
24
Electronique de Puissance Avancée
2.2.3. Fonctionnement en MLI
?
? i
= r ( ?t )
Aref
??
2?
?i
= r ( ?t ?
)
Bref
(2.14)
?
3
?
2?
?i
= r ( ?t +
)
? Bref
3
Où r est le coefficient de réglage en courant.
Parmi les diverses techniques de modulation, l'une des plus utilisées découle du principe indiqué par
T. ONISHI et K. OKITSU.
Puisque i
+ i
+ i
= 0
chA
chB
chC
, il suffit d'approximer deux courants. Dans ce cas, on utilise deux
ondes de modulation M1 et M2 unidirectionnelles d'amplitude I, décalées entre elles de moitie de
leurs périodes.
On divise la période T des courants de sortie en 6 sixièmes:
- Pendent le premier sixième de période, la comparaison de iAref avec M1 détermine les intervalles
de fermeture de K1. Ainsi que, la comparaison de iCref avec M2 détermine les intervalles de
fermeture de K3. K2 est fermé quand K1 et K3 sont ouverts. D'autre part, K'2 fonctionne en
permanence.
- Pendent le deuxième sixième de période, la comparaison de -iBref avec M1 détermine les
intervalles de fermeture de K'2. Ainsi que, la comparaison de -iCref avec M2 détermine les
intervalles de fermeture de K'3. K'1 est fermé quand K'2 et K'3 sont ouverts. D'autre part, K1
fonctionne en permanence.
De la même manière en déterminant la commande des interrupteurs dans les autres sixièmes de
périodes. Ainsi que, les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé en utilisant le
chronomètre de fermeture des interrupteurs, obtenu par la méthode précédente.
La fondamentale des courants de sortie a pour valeur:
I
I
= r.
1
ch
(2.15)
2
6
La comparaison de cette valeur avec celle obtenue par la commande en pleine onde I.
, montre
?
qu'on a un déchet de courant de 9.3 %.
Dans ce cas, les courants de sortie contiennent tous les harmoniques impairs sauf ceux de rang 3 et
multiple de 3. ces harmoniques se regroupent en familles suivantes:
- 1ère famille: les harmoniques de rang m-2 et m+2, m-4 et m+4,…ect.
- 2ème famille: ceux de rang 2m-1 et 2m+1, 2m-3 et 2m+3,…ect.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
25
Electronique de Puissance Avancée
M1
M2
ichA
ichB
ichC
v
chA
vchB
vchC
u
?t
Figure 2.6: Forme d'ondes en MLI
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
26
Electronique de Puissance Avancée
Chapitre III:
Les Redresseurs MLI triphasés
Les redresseurs MLI sont finalement des onduleurs (même structure, même techniques e
commandes adoptées) utilisés "à l'envers" qui permettent de produire une tension continue à partir
d'un réseau alternatif (comme un redresseur à diode muni d'un filtre) mais en absorbant sur le dit
réseau des courants sinusoïdaux, à facteur de puissance unitaire.
Ils sont entièrement réversibles. La contrainte de commande sera donc d'imposer que Q et les
harmoniques de courants absorbées par l'onduleur soient nuls.
Par conséquent, le réseau impose la fréquence de référence d'une part et d'autre part la fréquence de
modulation doit être multiple de 3 de la fréquence de référence, comme nous l'avons déjà souligné.
Ainsi que, on rend le facteur de puissance du fundamental ( cos?=1) égal à l'unité, par le calage de
la référence. En outre, on déplace les harmoniques des courants d'entrée vers les hautes fréquences
par la modulation.
3.1. Redresseur MLI de courant triphasé:
ich
K
K
1
2
K3
vA
A
iA
eA
vB
B
rge
uch
iB
ha
C
eB
vC
?? ?? ??C
iC
eC
K'1
K'2
K'3
Figure 3.7: Redresseur triphasé de courant
Un redresseur MLI de courant alimenté par une source triphasée de courants sinusoïdaux, débitant
sur une source de tension continue, a la même structure et la même technique de commande qu'un
onduleur de tension triphasé.
On ajoute une inductance supplémentaire à celle de réseau, afin d'assurer le comportement d'une
source de courant à l'entrée du redresseur d'une part, et d'autre part on délivre une capacité entre les
bornes de sortie afin d'assurer le comportement d'une source de tension dans la sortie (?u?0).
On utilise comme cellule de commutation dans le redresseurs MLI, le GTO asymétrique ou l'IGBT
avec une diode parallèle inverse.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
27
Electronique de Puissance Avancée
3.1.1. Forme d'ondes
Pour m=9, et en tenant compte les hypothèses simplificatrices suivantes:
- la source de courants est parfaite ( iA, iB, iC sont sinusoïdaux);
- la charge comporte comme une source de tension parfaite (?uc?0);
- les courants d'entrés sont en phase avec les du réseau;
- les interrupteurs sont idéaux.
D'après les intervalles de fermeture des interrupteurs, on déduit la forme d'onde de la tension vA et le
courant de sortie ic en utilisant le tableau résumé obtenu pour l'onduleur de tension.
1
0
-1
1
K1
0
1
K2
0
1
K3
0
vA
?t
0
0
ich
?t
0
0
Figure 3.8: Forme d'ondes
3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie
- Si on néglige l'ondulation de la tension de sortie, uc=Uc;
- Si l'indice de modulation est suffisant m?6, le fondamental des tensions alternatives a une
amplitude pratiquement égale à celle de la référence. Donc, la valeur efficace V1 du fondamental
des tensions vA, vB, vC a pour valeur:
1
2 2
=
?
=
1
V
r.U
U
.U
c
c
1 (3.1)
2 2
r
Avec: 0 ? r ? 1
Par conséquent: U c ? 1
V , ce qui implique que le redresseur MLI de courant se comporte comme un
élévateur de tension continu
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
28
Electronique de Puissance Avancée
3.1.3. Qualité des courants du coté réseau
Les formes d'ondes et les harmoniques des tensions vA, vB, vC sont les mêmes que ceux obtenus dans
le cas de l'onduleur MLI de tension.
D'après le schéma de principe indiqué auparavant et quant tenant la phase A, on peut écrire:
di A
L
= e ? v
A
A (3.2)
dt
Donc, les harmoniques des courant du coté réseau sont directement liés à ceux es tensions vA, vB,
vC. Autrement dit l'harmonique de rang n des courants a pour valeur efficace:
V
I
=
n
n
(3.3)
.
L n ?
.
Par conséquent, pour réduire les harmoniques des courants, il faut adopter un indice de modulation
m suffisamment grand afin de repousser les premiers harmoniques des tensions ayant des valeurs
notable vers des fréquences suffisamment élevée. D'autre part, il faux insérer une inductance L
d'entrée d'une valeur suffisante.
3.2. Redresseur MLI de tension triphasé
Un redresseur MLI de tension, est alimenté par une source triphasé de tensions sinusoïdales et
débitant sur une charge se comporte comme une source de courant continue. Il a une structure et une
technique de commande identique qu'un onduleur de courant.
- On délivre entre les ces bornes d'entrée, des condensateurs de manière à retrouver le caractère
d'une source de tension.
- D'autre part, on ajoute une inductance de lissage (?ic?0).
i
ch
K1
K2
K3
vA
i '
A
A
i
i ''
A
A
eA v
B
i '
B
B
rge
uch
i ''
iB
ha
B
C
eB vC
i '
C
?? ?? ??C
i '' iC
C
K'1
eC
K'2
K'3
Figure 3.9: Onduleur triphasé de courant
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
29
Electronique de Puissance Avancée
3.2.1. Forme d'ondes
On suppose que:
- Le convertisseur est placé entre deux sources parfaites;
- La tension Ic=Cte (?ic?0);
- Les tensions à l'entrée du convertisseur vA, vB, vC sont sinusoïdales;
Dans ces conditions, on utilise la technique adoptée pour l'onduleur de courant et le tableau résume
de son fonctionnement afin de déduire les intervalles de fermeture des intercepteurs et pour tracer
les formes d'ondes.
1
0
1
0
1
K
1
0
1
K2
0
1
K3
0
1
K'1
0
1
K'2
0
1
K'3
0
iA
?t
0
0
uc
?t
0
Figure 3.10: Forme d'ondes
3.2.2. Tension redressée
On considère que les valeurs efficaces des fondamentaux des grandeurs du coté alternatif.
E =
+
?
1
V
jL I1''
(3.4)
I
=
+
=
1' '
I1 I1 et
' 1
I
j.C. 1
V
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
30
Electronique de Puissance Avancée
I '
1
I ''
1
?
1
E
?
j.L?I ''
1
I1
Figure 3.11: Diagramme vectoriel
1
V
D'après (3.4), on a:
1
I "=
(I '+ jC?E )
1
1
(3.5)
1
2
? LC?
D'après le diagramme vectoriel, on deduit:
?
I "
? =
1
cos
I cos ?
??
1
1
2
?
1 ? LC?
(3.6)
?I "
? =
1
sin
(C?E ? I sin ?
?
)
? 1
1
1 ? LC?2
Si l'indice de modulation est suffisant grand, on peut écrire:
I
I = r. ch
1
(3.7)
2
L'expression (3.6), devient:
?
Ich
I "
? =
1
cos
r.
cos ?
??
1
2
?
1 ? LC?
2
(3.8)
?
Ich
I "
? =
1
sin
(C?E ? r.
sin ?)
? 1
?
1 ? LC?2
2 1
Si en tenant compte la conservation de la puissance, on a:
U
I
= 3EI "cos?
ch ch
1
(3.9)
En tenant compte (3.9) et (3.8), donc on peut déduire:
= 3
E
U
.r.cos ?
ch
(3.10)
2 1
( ? LC?2 )
D'après l'expression (3.10), on constate que:
Le redresseur MLI de tension fonctionne en abaisseur de tension.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
31
Electronique de Puissance Avancée
3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI
Le principe de base de commande en boucle fermée du redresseur de tension consiste à comparer la
tension continue mesurée à une référence Uréf. L'erreur de cette comparaison est utilisé afin de
générer les signaux de commande pour les six interrupteurs du redresseur.
ich
K
K
1
2
K3
vA
A
iA
eA
vB
B
rge
uch
iB
ha
C
eB
vC
?? ?? ??C
iC
eC
K'1
K'2
K'3
err
U
Commande MLI
ref
Figure 3.12: Commande MLI en boucle fermée
3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI
Les redresseurs MLI offre des nombreux avantages surtout en ce qui concerne la gamme de
variation des grandeurs continus de sortie (tension ou courant), ainsi que ils ont permet de déplacer
les harmoniques vers les hautes fréquences ce qui facilite leur filtrage. De plus, elle a un
comportement souple à la commande, ce qui lui permet de trouver un domaine d’application très
vaste. En général, les redresseurs MLI sont associés par les onduleurs MLI avec un bus continu afin
de concevoir un convertisseur indirect de puissance AC/AC avec des grandeurs de sortie (tension
ou courant) variables en fréquence et en amplitude. Par conséquent, ils peuvent être utilisés dans des
applications spécifiques, comme dans les systèmes de génération de l’énergie électrique à partir des
puissances éolienne (figure 3.13) et hydraulique, dans les systèmes d'entraînement (figure 3.14),
ainsi que dans les systèmes de transport de l'énergie électrique en courant continu à haute tension
(HVDC), figure 3.15.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
32
Electronique de Puissance Avancée
Transformateur
eau
és
R
vent
Lf
ic1=Ic1
i
a
i
iA
b
Ond. 3?
c2
c2
v a
1
Red. 3?
MLI
C
v AB
f
= U
MLI
2
u c
v ac
v bc
u c
v AC
v BC
MADA
Figure 3.13: Système éolien à base d'une génératrice asynchrone à double alimentation
Lf
I ?Ct
r
id
v
A
i
A
iA
vB
Red. 3? MLI
Ond. 3? MLI
i
ur
U
B
d
C
f
iB
?Ct
iC
vC
iC
Commande MLI
Commande MLI
Figure 3.14: Système d'entr
ainement à vitesse variable
Réseau de transport HVDC
Réseau de
Réseau de
production
distribution
Bus Continu
Red. 3?
Red. 3?
MLI
MLI
Transfo.
Transfo.
élévateur
Abaisseur
Red. 3?
Red. 3?
MLI
MLI
Bus Continu
Figure 3.15: Système de transport en courant continu à haute tension HVDC.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
33
Electronique de Puissance Avancée
Chapitre IV:
Les onduleurs multi-niveaux
Dans le domaine des onduleurs de nouvelles topologies sont apparues au cours des dernières années.
L'onduleur multi-niveaux consiste à associer de plusieurs cellules de commutation en série, afin de
concevoir une tension de sortie à plusieurs niveaux.
4.1. Avantages:
En général, ce type de convertisseurs offre les deux principaux avantages suivants:
- La tension de sortie supérieure à la tenue en tension de chaque interrupteur (Vs=Np.Vkmax), ce
qui permet l'utilisation de ce type des onduleurs dans des applications de très forte puissance et à
haute tension(filtrage actif réseau HT, traction électrique, etc..);
- la forme d'onde de la tension de sortie est proche à la forme sinusoïdale, ce qui permet également
de réduire le taux d'harmoniques.
4.2. Inconvénients:
Malgré ces avantages considérables de ce type de convertisseurs, il faut toutefois souligner que le
nombre considérable des intercepteurs à semi-conducteur utilisés dans ce cas, provoque les
inconvénients suivants:
- son coût élevé ;
- présente des pertes (commutation et conduction) considérable;
- sa technique de commande devient très compliquée.
Dans la littérature, on trouve plusieurs investigations sur les différentes topologies des onduleurs
multi-niveaux.
4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources)
La structure de base d'un onduleur multi-niveaux monophasé en cascade consiste à combiner (N-
1)/2 cellules d'onduleur à trois niveaux galvaniquement isolées afin de construire une tension de
sortie à N niveaux de tension. Dans ce cas, les interrupteurs à semi-conducteurs sont dimensionnés
pour Vs/(N-1)/2.
Chaque cellule d'onduleur produise une tension de sortie à trois niveaux avec une largeur définie par
la commande de ces interrupteurs. Donc, la tension à la sortie du convertisseur est la somme des
tensions produisent par les cellules.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
34
Electronique de Puissance Avancée
VS
Pont (N-1)/2
K1
K2
VDC
V
(N-1)/2
V4
K3
K4
Pont (N-3)/2
K1
K
2
VDC
V
V
(N-3)/2
3
K3
K4
VS
K
Pont 2
1
K2
V2
VDC
V2
K3
K4
Pont 1
K1
K
2
V1
V
1
VDC
K3
K4
Figure 4.1: Structure en cascade
Exemple:
Pour un onduleur à cinq niveaux (N=5):
Nombre des ponts: NP =(N-1)/2=2.
La tenue en tension de chaque interrupteur: VK=VDC=VS/2= Vs/Np
VS
VSmax=2
VDC
Pont 2
K1
K2
VK
VDC
V2
V2
K3
K4
VDC
VS
Pont 1
K1
K2
V1
V
DC
V1
K3
K4
Figure 4.2: Onduleur monophasé à 5 niveaux de tension
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
35
Electronique de Puissance Avancée
4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source)
Vu que, la structure précédente utilise plusieurs sources de tension continue électriquement isolées,
et ceci constitué son inconvénient majeur et pour éviter ce problème une autre structure est possible,
dans laquelle les tensions secondaires sont mises en série par des transformateurs.
Pont 1
Pont 2
Pont (N-1)/2
K1
K2
K1
K2
K1
K2
VDC
K3
K4
K3
K4
K3
K4
Transformateur
Transfo rmateur
Transformateur
1
2
(N-1)/2
VS
Figure 4.3: Structure polygonale
L’intérêt des onduleurs multi-niveaux réside dans la modularité, les inconvénients résident dans le
transformateur de sortie pour la structure polygonale, mais celui-ci peut être dimensionné pour une
fréquence de découpage élevée et dans celui d’entrée pour la structure en cascade. Ce transformateur
est dimensionné pour les composantes BF des fréquences d’entrée (structure cascade) ou de sortie
(structure polygone).
4.5. Onduleur multi-niveaux NPC
K
2
K1
T1
D1
E/2
K31
K31
T31
D31
K32
iS
K32
T32
D32
K1
vS
K
E
2
E/2
vs
T2
D2
E/2
?t
Figure 4.4: Bras d'un onduleur NPC
Figure 4.5: Stratégie de commande
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
36
Electronique de Puissance Avancée
Depuis son introduction en 1981, l'onduleur de tension NPC (Neutral Point Clamped) à trois
nivaux a été développé pour son avantage par rapport à celui à deux niveaux concernant ces
applications à puissance élevée. En effet, cette structure ne nécessite que 2 diodes supplémentaires
et réalise naturellement l'équilibrage des tensions tout en offrant un degré de liberté supplémentaire,
elle est constituée par une forme d’entrelacement de deux cellules de commutation où les
interrupteurs seraient mis en série. L’objectif est de fournir une tension de sortie supérieure à la
tenue en tension des interrupteurs élémentaires.
La stratégie de commande consiste à commander les intercepteurs K1 et K32 d'une part, et K2 et K31
d'autre part d'une manière complémentaire.
4.6.Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique
Cette structure présente un inconvénient : la tension intermédiaire (idéalement Ec/2) ne peut être
fournie indéfiniment, elle de la tension du point milieu capacitif qui dépend du courant fourni en
sortie. Il faut donc assurer un courant moyen nul dans les capacités du point milieu et il est donc
nécessaire d’intégrer dans la commande un dispositif qui assure ce contrôle. Les onduleurs NPC
constituent un excellent compromis coût /performance dans les applications nécessitant la mise en
série de deux semi-conducteurs. En effet, deux simples diodes de tenue en tension E/2 permettent
d’obtenir une amélioration significative de la tension découpée.
E/2
E
n
E/2
vsA
vsB
vsC
Figure 4.6: Onduleur triphasé NP
C à point milieu capacitif unique
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
37
Electronique de Puissance Avancée
Chapitre V:
Convertisseur Matriciel
Le convertisseur matriciel est une nouvelle génération du convertisseur direct de puissance
alternatif/alternatif. Il permet d'assurer un écoulement bidirectionnel de puissance entre le réseau et
le récepteur, ainsi qu'il permet de contrôler la tension de sortie en amplitude et en fréquence grâce à
une matrice des interrupteurs de puissance bidirectionnels en courant et en tension reliant n phases
d'entrée à m phases de sortie; cela conduit à avoir n×m interrupteurs bidirectionnels. Par conséquent,
le convertisseur matriciel du triphasée vers triphasée 3?/3? nécessite neuf interrupteurs
bidirectionnels.
5.1. Principe de fonctionnement
Le convertisseur matriciel triphasé/triphasé, consiste à utilisé 9 interrupteurs bidirectionnels
en courant et en tension reliant les trois phases d'entrée à celles de la charge. Un filtre passe-bas doit
être inséré à l'entrée du convertisseur matriciel dont l'objectif d'empêcher la propagation des
courants harmoniques dans le réseau.
Pour que l'échange d'énergie entre la source et la charge soit possible, il faut que la source présente
un comportement différent de celui de la charge. Pour cette raison, la source présente un
comportement d'une source de tension, alors que la charge présente celui d'une source de courant
dans le schéma.
Convertisseur matriciel
vfAN
A ifA
Lf
Rf
iA
SAa
SAb
SAc
vfBN
B i
L
fB
f
Rf
iB
SBa
SBb
SBc
N
vfCN
C ifC
Lf
Rf
iC
SCa
SCb
SCc
v
Cf
AN
vaN
a
b
c
vbN
vcN
ia
ib
ic
N
Filtre LC
van
vbn
vcn
n
Figure 5.1:Schéma de principe d'un convertisseur matriciel 3?/3?
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
38
Electronique de Puissance Avancée
5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel
L’utilisation d’interrupteurs réversibles en tension et en courant à blocage et amorçage commandés
dans le premier et le troisième quadrant est indispensable dans le convertisseur matriciel. Dans la
littérature, deux variantes des interrupteurs à semi-conducteurs fortement utilisées:
(a)
(b)
Figure 5.2: Interrupteurs bidirectionnels à base de deux diodes et deux IGBT avec: (a) émetteur
commun, (b) collect
eur commun
5.3. Modèle mathématique du convertisseur matriciel
??
l'
si
1
interrupte
S
ur
est
f
ermé;
ij
S =
(5.1)
ij
?
?? l'
si
0
interrupte
S
ur
est
ouve
rt .
ij
Les tensions instantanées de sortie en fonction des tensions d'entrée sont données par:
?vaN ? ?SAa SBa SCa ??vAN ?
?
? ?
??
?
v
=
? bN ? ?SAb SBb SCb ??vBN ? (5.2)
?v ? ?S
S
S
??v
?
? cN ? ? Ac
Bc
Cc ?? CN ?
La relation entre les courants instantanés d'entrée et ceux de sortie est donnée par:
?iA ? ?SAa
SAb
SAc ??ia ?
? ? ?
?? ?
i
=
? B ? ?SBa
SBb
SBc ??ib ? (5.3)
?i ? ?S
S
(t)
S
??i ?
? C ? ? Ca
Cb
Cc ?? c ?
Le convertisseur matriciel triphasé/triphasé possède théoriquement 512 (29) combinaisons possibles.
Sachant que l'entrée du convertisseur se comporte comme une source de tension, alors que la charge
se comporte comme une source de courant (figure 4.1), les interrupteurs d'une même colonne
doivent être complémentaires pour que la source de tension ne soit jamais en court-circuit et pour
que la charge ne soit jamais en circuit-ouvert. Dans ces conditions, on a:
S
+ S
+
= 1
Aj
Cj
S
Bj
(5.4)
Avec : j = {a, ,
b }
c
Par conséquent, il y a 27 combinaisons possibles de commutation.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
39
Electronique de Puissance Avancée
Si on suppose t (t)
ij
la durée de conduction de l'interrupteur S , définie par:
ij
t
+
+
=
Aj
t Bj tCj
s
T eq (5.5)
Avec Tseq la période de commutation du convertisseur matriciel.
Dans ce cas:
0 ij
s
T eq (5.6)
SAa=1
SBa=1
SCa=1
tAa
tBa
tCa
SAb=1
SBb=1
SCb=1
tAb
tBb
tCb
SAc=1
SBc=1
SCc=1
tAc
tBc
tCc
T
seq
Figure 5.3: Durées de conduction des interrupteurs pendant une période de commutation.
La figure ci-dessous représente la durée de conduction de chaque interrupteur pendant une période
de commutation Tseq du convertisseur matriciel.
Si on suppose que m (t) est la durée cyclique de conduction de l'interrupteur S , définie par:
ij
ij
tij
m (t) =
, avec 0 ij
T
ij
seq
D'autre part on peut écrire:
m + m + m = 1 (5.8)
Aj
Bj
Cj
On peut écrire également:
?vaN ? ?mAa mBa mCa ??vAN ?
?
? ?
??
?
v
=
? bN ? ?mAb mBb mCb ??vBN ? (5.9)
?v ? ?m
m
m
??v
?
? cN ? ? Ac
Bc
Cc ?? CN ?
Avec:
?mAa mBa mCa ?
?
?
M = ?mAb mBb mCb ? (5.10)
?m
m
m
?
? Ac
Bc
Cc ?
M représente la matrice de modulation.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
40
Electronique de Puissance Avancée
De même pour les courants d'entrée on peut écrire:
?iA ? ?mAa mAb mAc??ia ?
? ? ?
?? ?
i
=
? B ? ?mBa mBb mBc ??ib ? (5.11)
?i ? ?m
m
m
??i ?
? C ? ? Ca
Cb
Cc ?? c ?
5.4. Stratégies de commande
Dans la littérature concernant le convertisseur matriciel, on trouve deux stratégies de commande qui
sont principalement adoptées à la commande du convertisseur matriciel.
- Méthode de modulation de Venturini (1981):
C'est une stratégie de commande basée sur la résolution le modèle matriciel du convertisseur
afin de calculer la durée cyclique de conduction de chaque interrupteur. Cette méthode a été
modifiée par la suite dont l'objectif d'augmenter le rapport de transformation entre la tension de
sortie et celle de l'entrée de 0.5 à 0.866, et de produire des courants sinusoïdaux à l'entrée du
convertisseur avec un facteur de puissance unitaire indépendant de la charge.
- Modulation vectorielle SVM (1992):
Cette méthode à été adoptée initialement par Huber en 1992. elle consiste de calculer la
durée cyclique de conduction en temps réel de chaque interrupteur à partir de la position des deux
vecteurs spatiaux l'un de tension de sortie et l'autre de courant d'entrée. pour la commande du
convertisseur matriciel. L'avantage principal de cette stratégie par rapport à celle de Venturini est
réside dans les pertes réduites de commutation.
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
41
Electronique de Puissance Avancée
Références Bibliographiques
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thèse Doctorat, Université de Batna, 2010.
4. A. Dendouga, R. Abdessemed et M.L. Bendaas, "Active and Reactive Powers Control of a
Doubly-Fed Induction Generator Fed by Matrix Converter", EPE Journal, Vol.19, No.1, 2009.
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alternatif ",2ème Edition, Tec. & Doc Lavoisier, 1995, Paris, France.
6. G. Séguier "Les convertisseurs de l'électronique de puissance. volume 1, la conversion alternatif-
continu", 3ème Edition, Tec. & Doc Lavoisier, 2006, Paris, France.
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9. J-S. Mariéthoz, " Etude formelle pour la synthèse de convertisseurs multi-niveaux asymétriques:
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approach based on space-vector representation of the switch state", IEEE Trans. On Indu. Elec. ,
vol.49, pp.370-381, 2002.
11.
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fréquence: Application à la conduite de la machine asynchrone", Thèse de Doctorat, Ecole
nationale polytechnique, Alger, Algérie, 2008.
12.
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converter with input power factor correction ", IEEE Trans. On Ind. App., vol. 31, no. 6, pp.1234-
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./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga
42
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