Cours d’électronique analogique sur les amplificateurs de puissance
Systèmes électroniques
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Chapitre 2 LES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE
CD:\SE\Cours\Chap2 Marc Correvon
T A B L E D E S M A T I E R E S
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2. LES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE ..3
2.1 RAPPEL DES RELATIONS FONDAMENTALES POUR LE CALCUL DE CIRCUITS DE PUISSANCE .3
2.7.1 Valeur moyenne d'un signal périodique 3
2.7.2 Valeur moyenne d'un signal alternatif 3 2.1.3 Puissance dissipée par un signal périodique quelconque .3 2.2 CLASSIFICATION DES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE ..5
2.2.1 Amplificateurs de puissance Classe A ..5
2.2.2 Amplificateurs de puissance Classe B 5
2.2.3 Amplificateurs de puissance Classe C 5 2.2.4 Amplificateurs de puissance Classe D ..5
2.3 CRITÈRES DE SÉLECTION D'UNE CLASSE D'AMPLIFICATEUR .6
2.4 CARACTÉRISTIQUES GÉNÉRALES D'UN AMPLIFICATEUR AUDIO DE PUISSANCE .6
2.5 AMPLIFICATEUR DE CLASSE A .7
2.5.1 Amplificateur à montage émetteur commun ..7 2.5.2 Amplificateur à montage collecteur commun .17 2.6 AMPLIFICATEUR DE CLASSE B ET AB 19
2.6.1 Amplificateur Classe B ..19
2.6.2 Les amplificateurs Classe AB .20 2.6.3 Emballement thermique des amplificateurs push-pull en classe AB 34
2.8 AMPLIFICATEUR CLASSE C .38
2.8.1 Généralités 38
2.8.2 Fonctionnement ..39
2.8.3 Puissance et rendement dans les amplificateurs classe C ..41 2.7.4 Utilisation de l'amplificateur classe C comme multiplicateur de fréquence .43
2.9 AMPLIFICATEUR CLASSE D 44
2.9.1 Généralités 44
2.9.2 Structure de la commande de l'étage de sortie .45
2.9.3 Rendement de l'étage de sortie 45
2.9.4 Choix de la fréquence de pulsation ..45
2.9.5 Distorsion de l'amplificateur classe D .45 2.8.6 Exemple de réalisation 46
Bibliographie
2.LES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE.
2.1 RAPPEL DES RELATIONS FONDAMENTALES POUR LE CALCUL DE CIRCUITS DE PUISSANCE
| 2.1.1Valeur moyenne d'un signal périodique Un signal périodique est défini par la relation | |
| x(t) = x(t +T) = x(t + k ?T) La valeur moyenne XT sur la période T vaut T 1 t1+T | 2.1 |
X T = T ?? x(t)?dt = T ? ?t1 x(t)?dt 2.2
La valeur moyenne est indépendante du temps de référence à partir duquel on mesure T.
2.1.2 Valeur moyenne d'un signal alternatif
Par définition, un signal alternatif est un signal périodique particulier dont la valeur moyenne est nulle
?x(t)
t [ms]
Figure 2-1 : Amplificateur Classe A
2.1.3 Puissance dissipée par un signal périodique quelconque
2.1.3.1 Définition
Sur la base des définitions précédentes, on voit que tout signal périodique x(t) peut être décomposé en deux parties :
? une composante continue : X0
? une composante alternative : ?x(t)
de sorte que x(t) peut s'écrire :
| x(t) = X0 + ?x(t) | 2.3 |
2.1.3.2 Puissance instantanée et puissance moyenne
La puissance instantanée d'un signal périodique quelconque est définie par la relation
p(t) = u(t)i(t) = (U0 + ?u(t))?(I0 + ?i(t)) 2.4
et selon la définition de la valeur moyenne, on obtient pour la puissance moyenne
1 t+T 1 t+T
P = T ? ?u(t)?i(t)?dt = T ? ?t (U0 ?I0 + ?u(t)??i(t)+U0 ??i(t)+ I0 ??u(t)?dt 2.5
t
et sachant que la valeur moyenne d'un signal alternatif est nulle
| 1 t+T P =U0 ?I0 + ??u(t)??i(t)?dt = PDC + PAC Tt | 2.6 |
La puissance moyenne d'un signal périodique est donc donnée par la somme de la puissance liée à la composante continue du signal PDC et la puissance moyenne de la composante alternative de ce signal PAC. Les termes mixtes disparaissent.
Cette propriété importante simplifiera considérablement le calcul de la puissance dans les circuits à transistors où le petit signal alternatif à amplifier est le plus souvent superposé à une polarisation continue qui fixe le point de fonctionnement de l'élément actif.
2.1.3.3Cas particulier d'un signal sinusoïdal
La tension et le courant s'expriment à l'aide des relations
?u(t) =Û ?sin(??t)
2.7
?i(t) = Î ?sin(??t +?)
La puissance moyenne alternative PAC prend la forme
1 t+T Û?Î
PAC =Û ?Î ?T? sin(??t)?sin(??t +?)?dt = 2 ?cos(?) =U ?I ?cos(?) 2.8
t
où U et I sont les valeurs efficaces de ?u(t) et ?i(t)
Û Î
U =et I = 2.9
2.2 CLASSIFICATION DES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE
2.2.1Amplificateurs de puissance Classe A
Les amplificateurs de classe A sont les amplificateurs linéaires les plus fidèles, c'est-à-dire présentant le taux de distorsion harmonique le plus faible, même en l'absence de réaction négative. Leur rendement est toutefois tellement faible que leur usage est généralement limité aux amplificateurs de très faible puissance ou encore aux amplificateurs haute-fidélité haut de gamme de puissance moyenne.
L'amplificateur est constitué d'un étage de sortie ne comportant qu'un seul transistor. Le point de repos se situe approximativement au milieu de la droite de charge. En fonction du signal à amplifier, il peut donc se déplacer de part et d'autre de ce point le long de la droite de charge.
2.2.2Amplificateurs de puissance Classe B
Les amplificateurs classe B (et surtout leur variante de classe AB) sont de loin les amplificateurs les plus utilisés. Quand on leurs associe une boucle de réaction négative, leur distorsion tombe à un niveau extrêmement faible. Leur rendement est très bon et ils peuvent aisément fournir des puissances de sortie élevées.
L'amplificateur est constitué d'un étage de sortie comportant deux transistors complémentaires. Le point de repos se situe à la limite du blocage de chaque transistor. Pour pouvoir amplifier les deux alternances d'un signal sinusoïdal, il faut que l'un des transistors amplifie les alternances positives et le second les alternances négatives.
2.2.3Amplificateurs de puissance Classe C
Les amplificateurs de classe C sont des amplificateurs non-linéaires à très haut rendement. Ils ne sont toutefois utilisables que dans les amplificateurs HF (émetteur radio) avec des porteuses non modulées en amplitude. Ils génèrent un nombre considérable d'harmoniques qui doivent être filtrées à la sortie à l'aide de circuits accordés appropriés.
L'étage de sortie est constitué d'un seul transistor. Le point de repos se situe largement dans la région bloquée des caractéristiques de ce dernier. Seules les crêtes des alternances positives du signal d'entrée feront apparaître un signal de sortie.
Ce type d'amplificateur ne s'emploie que pour des applications particulières, parmi lesquelles on peut citer les amplificateurs HF accordés (pour signaux non-modulés en amplitude), les multiplicateurs de fréquence, etc …
2.2.4Amplificateurs de puissance Classe D
Les amplificateurs classe D ont le rendement le plus élevé de tous les amplificateurs linéaires, mais ils présentent un taux de distorsion harmonique légèrement supérieur aux amplificateurs de la classe B ou AB. Ils sont utilisés par exemple dans les amplificateurs d'autoradio. L'étage de sortie fonctionne en commutation, c'est-à-dire entre deux niveaux de tension. La fréquence de commutation est fixe mais le rapport cyclique de commutation est variable. Le signal BF à amplifier est donc codé en modulation de largeurs d'impulsions (MLI ou PWM : Pulse-Width-Modulation). La fréquence de commutation est au moins d'un ordre de grandeur supérieur à la fréquence maximum du signal BF. Ce signal est reconstitué par filtrage passebas à la sortie.
2.3 CRITÈRES DE SÉLECTION D'UNE CLASSE D'AMPLIFICATEUR
De nombreux critères peuvent être pris en compte lors de la sélection d'un amplificateur. Les points importants étant :
? la puissance de sortie.
? Le rendement.
? La puissance maximale que peut dissiper l'élément actif.
? Le gain (en tension, en puissance).
? La distorsion.
? La fréquence maximale de travail.
2.4 CARACTÉRISTIQUES GÉNÉRALES D'UN AMPLIFICATEUR AUDIO DE PUISSANCE
Un amplificateur audio de puissance reçoit généralement à son entrée un signal de faible amplitude (inférieur à 1V) et de faible puissance et doit délivrer à sa sortie un signal de forte puissance (généralement entre 10W et 100W) dans une charge dont l'impédance est relativement faible (l'impédance nominale typique d'un haut-parleur est de 4? à 16?). L'étage de sortie doit donc produire un signal dont la tension et le courant ont des amplitudes élevées. En principe, il est souhaitable que le gain en tension de l'étage de sortie soit indépendant de l'impédance de la charge, ce qui lui permet de s'adapter à des haut-parleurs de différentes impédances sans modifier l'amplitude de la tension de sortie et donc sans provoquer de saturation ou de distorsion inacceptable. Pour satisfaire à cette condition, il faut une configuration présentant une impédance de sortie très faible. En effet, dans un amplificateur présentant une impédance de sortie élevée, le gain en tension sera directement proportionnel à RL. Par contre, pour un amplificateur à faible impédance de sortie, le gain en tension sera pratiquement indépendant de RL.
| u R | Figure 2-2 : Amplificateur de tension |
AV = 0L (? AV si R0 << RL ) 2.10 ui R0 + RL
Les montages amplificateurs à faible impédance de sortie sont du type collecteur commun (bipolaire) ou drain commun (MOS). C'est généralement ce type de configuration que l'on retrouvera dans les étages de sortie de puissance.
Un montage collecteur ou drain commun offre un gain unitaire en tension. Son rôle sera donc de reproduire la tension appliquée à son entrée, mais avec un courant de sortie élevé.
L'étage précédant l'étage de sortie, souvent appelé étage "driver", devra donc délivrer la pleine tension du signal de sortie, mais sous une puissance limitée. Cet étage driver aura donc généralement un gain en tension élevé et devra offrir une dynamique maximale pour le signal de sortie.
Un étage d'entrée précède généralement l'étage driver. Celui-ci joue le rôle d'interface entre la source extérieure à amplifier et l'entrée de l'étage driver. L'étage d'entrée permet également de réaliser une boucle de réaction négative en combinant le signal de rétroaction avec le signal d'entrée.
Cette configuration générale sera étudiée dans le cas de l'amplificateur classe B. En effet, les amplificateurs de la classe A sont généralement des amplificateurs de faible puissance, dont la charge est fixe (impédance connue). Dans ce cas, le nombre d'étage est très limité et on fera souvent appel à un simple montage émetteur commun.
2.5 AMPLIFICATEUR DE CLASSE A
2.5.1Amplificateur à montage émetteur commun
2.5.1.1Structure de base
L'étage de sortie de l'amplificateur à émetteur commun se présente sous la forme illustrée par la Figure 2-3
Point de fonctionnement Polarisation Accroissement
Figure 2-3 : Amplificateur Classe A émetteur commun (étage de sortie)
Les signaux uC(t) et iC(t) sont constitués de la polarisation à laquelle se superpose le signal alternatif à amplifier.
La Figure 2-4 illustre le fonctionnement de ce type de montage vu par le transistor. Les limites d'excursion de la tension uC sont données par la tension d'alimentation VCC et par la tension de saturation uCEsat du transistor.
Figure 2-4 : Droite de charge et point de repos (polarisation)
En se référant à la Figure 2-3, et en sachant que tout signal périodique peut être décomposé en un signal continu constitué de la valeur moyenne et d'un signal alternatif à valeur moyenne nulle, on peut écrire
| C0 C iC (t) = IC0 + ?iC (t) en régime sinusoïdal et pour une charge purement résistive, on a | 2.11 |
| ?uC (t) =ÛC ?sin(??t) ?iC (t) = ?ÎC ?sin(??t) | 2.12 |
u (t) =U + ?u (t)
2.5.1.1.1Puissance dissipée dans la charge
La puissance dissipée dans la charge est constituée de la somme de deux termes, le premier étant dû à la polarisation, le second induit par le signal alternatif
pL (t) = (VCC ?uC (t))?iC (t)
2.13
= (VCC ?(UC0 + ?uC (t))?(IC0 + ?iC (t))
et par conséquent la puissance moyenne
| 1 T Û PRL = ? pL (t)?dt = (VCC ?UC0 )?IC0 + C2?ÎC T0 | 2.14 |
cette puissance moyenne peut être décomposée en une puissance due au courant de polarisation
| PRLDC = (VCC ?UC0 )?IC 0 | 2.15 |
et une puissance utile due aux variations de tension et de courant aux bornes de la charge
| PRL AC = C2?ÎCÛ | 2.16 |
2.5.1.1.2Puissance dissipée dans le transistor
La puissance dissipée dans le transistor se calcule selon le même principe. Il est cependant essentiel de remarquer que lorsque le courant augmente de ÎC dans le transistor, la tension à ses bornes est réduite de ÛC en raison de l'augmentation de la tension aux bornes de la charge. ÛC et ÎC sont donc en opposition de phase dans le transistor, ce qui donne un signe négatif à leur produit :
pQ (t) = uC (t)?iC (t) 2.17
et par conséquent la puissance moyenne
| 1 T 1 T PQ = ?0 pQ (t)?dt = T ?0 (UC0 + ?uC (t))?(IC0 + ?iC (t)) T Û =UC 0 ?IC 0 ? C ?ÎC 2 | 2.18 |
2.5.1.1.3Puissance fournie par l'alimentation
La puissance totale dissipée peut se calculer comme la somme des puissances dissipées dans le transistor et dans la charge
| PTOT = PQ + PRL =VCC ?IC0 | 2.19 |
On vérifie que ce résultat correspond bien à celui obtenu en calculant la puissance délivrée par l'alimentation
1 T 1 T
PTOT = T ? pTOT (t)?dt = T ?0 VCC ?(IC0 + ?iC (t)) 2.20
2.5.1.1.4Rendement ?
Pour le calcul du rendement on néglige la puissance du signal d'entrée, qui est inférieure de plusieurs ordres de grandeurs aux autres termes
| PRL AC ?= PTOT | ÛC ?ÎC 2 = VCC ?IC0 | 2.21 |
Le rendement est maximum lorsque ÛC et ÎC sont maximaux, c'est-à-dire pour
VCC et ÎC = ÎC max = IC0
ÛC =ÛC max =
2
Ces valeurs sont accessibles que si l'on choisit :
VCC et IC0 = VCCUC0 =
2 2?RL
Dans ce cas, la puissance utile devient
| PRLACmax = Cmax2?ÎCmax = VCC4?IC0Û | 2.22 |
et le rendement maximum
| PRLACmax 1 , soit ?max = %25 ?max = = PTOT 4 | 2.23 |
En réalité le rendement maximum ne peut jamais atteindre 25% à cause de la tension de saturation UCEsat du transistor.
Figure 2-5 : Amplificateur Classe A : Répartition des puissances
Le tableau ci-dessous permet la comparaison des puissances de polarisation (repos) et à condition de rendement maximum ?max
| Au repos | Avec ?max | ||
| Puissance dissipée par le transistor Q | PQ | VCC ?IC0 2 | VCC ?IC0 4 |
| Puissance totale dans la charge | PRL | VCC ?IC0 2 | |
| Puissance fournie par l'alimentation | PTOT | VCC ?IC0 | VCC ?IC0 |
? La puissance PQ dissipée dans le transistor est maximale au repos, c'est-à-dire en l'absence de signal AC
? La puissance dissipée dans la charge est due en majeure partie à la polarisation DC
uC(t)
Figure 2-6 : Amplificateur Classe A : Puissance instantanée dissipée par le transistor
2.5.1.2Élimination de la composante continue dans la charge
La présence de la polarisation sur la charge présente un inconvénient qu'il est possible de supprimer en utilisant un couplage par l'intermédiaire d'un transformateur ou d'un condensateur.
2.5.1.2.1 Structure à transformateur intermédiaire
Un tel amplificateur se présente sous la forme illustrée à la Figure 2-7. La tension de polarisation du collecteur du transistor vaut
UCO =VCC 2.24
La Figure 2-8 montre la droite de charge statique et le point de repos pour un tel montage La droite de charge dynamique a une pente donnée par la relation
1 1
m = ? RL1 = ? (n1 n2 )2 ?RL2.25
RL1 représente la résistance de charge rapportée au primaire du transformateur.
La pente de la droite de charge dynamique est optimale lorsque le point de repos divise celle-ci en deux parties égales. La droite de charge dynamique doit donc couper l'axe horizontal en 2VCC. Dans ce cas, on peut donc écrire la relation
IC0 = (n2 n1 )2 2.26
VCC RL
Point de fonctionnement Polarisation Accroissement
Figure 2-7 : Amplificateur Classe A avec couplage par tranformateur
En admettant la résistance DC du transformateur négligeable, le point de repos est situé en
Figure 2-8 : Droites de charge et polarisation
La Figure 2-9 illustre la répartition des puissances pour le cas d'une charge optimale (transformateur + résistance).
Figure 2-9 : Répartition des puissances
Le rendement de ce type de montage est donné par la relation
| PRL AC ?= PTOT | ÛC ?ÎC 2 = VCC ?IC0 | 2.27 |
Le rendement est maximum lorsque ÛC et ÎC sont maximaux, c'est-à-dire pour
ÛC =ÛC max =VCC et ÎC = ÎC max = IC0
Ces valeurs sont accessibles que si l'on choisit une droite de charge optimale :
UC0 =VCC et IC0 = (n2 n1)2 ?VCC
RL
Dans ce cas, la puissance utile devient
| PRLACmax = Cmax2?ÎCmax = VCC2?IC0Û | 2.28 |
et le rendement maximum
| PRLACmax 1 , soit ?max = %50 ?max = = PTOT 2 | 2.29 |
Dans les conditions de rendement maximum, la tension instantanée aux bornes du transistor
peut atteindre 2VCC. Ceci est possible grâce au courant alternatif circulant dans les enroulements du transformateur. Le tableau ci-dessous permet la comparaison des puissances de polarisation (repos) et à condition de rendement maximum ?max
| Au repos | Avec ?max | ||
| Puissance dissipée par le transistor Q | PQ | VCC ?IC0 | VCC ?IC0 2 |
| Puissance totale dans la charge | PRL | VCC ?IC0 2 | |
| Puissance fournie par l'alimentation | PTOT | VCC ?IC0 | VCC ?IC0 |
2.5.1.2.2 Structure à capacité de couplage
Dans cette structure, un condensateur en série avec la charge empêche la polarisation de la charge. La Figure 2-10 met en évidence la séparation de la polarisation des signaux alternatifs utiles. Lorsque l'on travaille dans la bande passante, la tension aux bornes du condensateur est constante, la tension aux bornes de la charge est identique à la tension ?uCE du transistor . La puissance dissipée dans la charge est définie par la relation
| Û PRL= C ?ÎL=ÛC2 2 2?RL | 2.30 |
De même, la puissance dissipée dans la résistance RC (polarisation comprise) vaut :
| Û PRC = (VCC ?UC0)?IC0 + C ?ÎC = (VCC ?UC0)?IC0 + ÛC2 2 2?RC | 2.31 |
enfin la puissance absorbée par le transistor Q (polarisation comprise) est donnée par la relation
| Û ?Î PQ =UC 0 ?IC0 ? C Q =UC0 ?IC0 ?ÛC ?????ÛRCC + ÛRCL ???? 2 2 Û? =UC0 ?IC0 ? ???? RC + RL ??? 2 | 2.32 |
La puissance fournie par l'alimentation prend la forme
| PTOT = PRL + PRC + PQ =VCC ?IC0 | 2.33 |
Point de fonctionnement Polarisation Accroissement
Figure 2-10 : Amplificateur Classe A avec couplage par capacité
La Figure 2-11 illustre un cas les droites de charge statique et dynamique pour un cas quelconque de charge
C
Figure 2-11 : Droites de charges et polarisation
La puissance maximale transmissible à la charge pour une polarisation donnée correspond au cas où :
? le point de repos partage la droite dynamique en deux parties égales
? l'amplitude du signal AC vaut : ÛC=UC0 et ÎC=IC0
La Figure 2-12 illustre un tel cas de charge. Les surfaces ombrées correspondent aux puissances dissipées pour la polarisation
Figure 2-12 : Répartition des puissances de polarisation
Le bilan graphique des puissances correspondant aux conditions de fonctionnement à rendement maximum ?max est tracé à la Figure 2-13
Figure 2-13 : Répartition des puissances
Dans cette figure, on a déplacé les droites de charge statique et dynamique vers la gauche pour faciliter la représentation graphique.
De cette représentation, on voit que le rendement maximum est nettement inférieur à 25%.
2.5.1.3Stabilisation thermique du transistor
L'adjonction d'une résistance dans l'émetteur RE (avec découplage par un condensateur afin de rester en émetteur commun) provoque une diminution du rendement.
2.5.2 Amplificateur à montage collecteur commun
2.5.2.1 Structure de base
L'étage de sortie d'amplificateur à collecteur commun se présente sous la forme illustrée par la Figure 2-14
Figure 2-14 : Amplificateur Classe A collecteur commun (étage de sortie)
La polarisation d'un tel montage est définie par les relations suivantes
UE0 =UB0 ?UJ UCE0 =VCC ?UE0
2.34
UE0
IC ? IE0 =
RE
Le montage collecteur commun présente les avantages suivants
? impédance de sortie faible. Il est donc mieux adapté aux charges faibles que l'émetteur commun.
? Distorsion plus faible que pour l'émetteur commun.
Les autres caractéristiques sont comparables à celles de l'émetteur commun.
L'étude des puissances dissipées est en tous points comparable à celle de montage émetteur commun, excepté que la chute de tension apparaît aux bornes de RE au lieu de RC.
IC=IE
Figure 2-15 : Droite de charge et polarisation
2.5.2.1.1 Rendement ?
Les conditions, pour une valeur déterminée de RE sont un point de fonctionnement au milieu de la droite de charge
| UE0 = CC 2 et une amplitude maximale du signal AC | 2.35 |
| V ÛE = CC 2 | 2.36 |
V
Le tableau ci-dessous permet la comparaison des puissances de polarisation (repos) et à condition de rendement maximum ?max
| Au repos | Avec ?max | ||
| Puissance dissipée par le transistor Q | PQ | VCC ?IC0 2 | VCC ?IC0 4 |
| Puissance totale dans la charge | PRL | VCC ?IC0 2 | |
| Puissance fournie par l'alimentation | PTOT | VCC ?IC0 | VCC ?IC0 |
ce qui conduit à un rendement maximum ?max de 25%
2.6AMPLIFICATEUR DECLASSEBETAB
2.6.1 Amplificateur Classe B
2.6.1.1 Structure de base
En utilisant deux transistors complémentaires polarisés à la limite du blocage, il est possible de faire en sorte que chacun d'eux amplifie une des polarités du signal d'entrée. La Figure 2-16 illustre la structure de base d'un amplificateur classe B
Figure 2-16 : Etage de sortie d'un amplificateur classe B
La caractéristique de transfert d'un tel montage peut être représentée par la Figure 2-17. Chaque transistor ayant besoin d'une tension de jonction UJ pour entrer en conduction, il en résulte une plage morte de 2UJ, soit environ 1.4V répartie de manière à peu près symétrique autour de l'origine. Celle-ci donne lieu à une distorsion connue sous le nom de "distorsion de cross-over". Cette caractéristique est tout particulièrement visible pour des signaux de faibles amplitudes. Lorsque l'entrée est une tension de polarité positive, c'est le transistor Q1 de type NPN qui conduit, le transistor complémentaire étant bloqué, alors que pour une polarité négative on se trouve dans la situation inverse. En aucun moment les deux transistors sont conducteurs simultanément
Dans les applications ou la distorsion de "cross-over" n'est pas acceptable par exemple pour les amplificateurs audio, il est nécessaire de modifier la structure de base de l'amplificateur classe B afin d'éliminer ou tout au moins de réduire drastiquement les non-linéarités.
Une nouvelle classe d'amplificateurs a donc été définie sous la dénomination de la classe AB. Cette classe fait l'objet d'une étude détaillée au paragraphe suivant.
Figure 2-17 : Caractéristique de transfert d'un amplificateur classe B
2.6.2 Les amplificateurs Classe AB
2.6.2.1 Structure de base
La structure de base de la sortie de l'amplificateur B a été modifiée au niveau de la polarisation. Au repos, un courant de polarisation, dont la valeur est fonction de la qualité de linéarité exigée, est imposé la paire de transistors complémentaires de sortie.
i
Figure 2-18 : Etage de sortie d'un amplificateur classe B
La caractéristique de transfert d'un tel montage peut être représentée par la Figure 2-19
Figure 2-19 : Caractéristique de transfert d'un amplificateur classe AB
2.6.2.2 Puissance et rendement dans les amplificateurs de classe AB
Dans ce paragraphe, nous allons calculer les puissances dissipées dans la charge et dans les transistors de l'étage de sortie de l'amplificateur de classe AB. La puissance dans le circuit de polarisation a été négligée afin de conduire à un raisonnement simplifié.
En régime sinusoïdal, la puissance dissipée dans la résistance de charge RL s'exprime par la relation
| Û 2 PRL = 0 2?RL  | 2.37 |
La puissance instantanée dissipée dans les transistors (l'alternance positive dans Q1 et l'alternance négative dans Q2) vaut
pQ (t) = (VCC ?u0 (t))?i0 (t) 2.38
par conséquent, la puissance moyenne dissipée dans un transistor (système symétrique) durant une demi-période prend la forme
| 2 T / 2 PQ = ?(V ?u (t))?i (t)?dt T 2 T / 2 ))? u0 (t) ?dt = ?0 (VCC ?u0 (t RL T T2 ???T?0/ 2 VCC ?Û0R?sin(L ??t) dt ? T?0/ 2 Û02 ?sinRL2 (??t) ?dt??? = ? 2?VCC ?Û0 Û02 = ? ??RL 2?RL | 2.39 |
La puissance moyenne dissipée dans un transistor, sur une alternance, passe par un maximum lorsque
?PQ = 2?VCC ?Û0 = 0 2.40
?Û0 ??RL RL
soit
Û0 = 2?VCC 2.41 ?
et par conséquent pour la puissance moyenne maximum
| PQmax =?2?V? CCR2 L 2 | 2.42 |
En basse fréquence, vu la faible inertie de la pastille semi-conductrice du transistor de puissance, c'est la puissance instantanée qui est le facteur de dimensionnement dominant. Cette puissance instantanée passe aussi par un maximum :
?pQ (t) ? (VCC ?u0 (t))? u0 (t)
=
?u0 (t) ?u0 (t) RL 2.43
= VCC ?2?u0 (t) = 0 RL
Cette condition correspond à
VCC 2.44
u0 (t) =
2
soit pour la puissance instantanée maximale
| V 2 pQ max = 4?CCRL | 2.45 |
Cette puissance instantanée maximale est légèrement supérieure à la puissance moyenne maximale. C'est donc à celle-ci que l'on se réfèrera pour le calcul des refroidisseurs.
La puissance délivrée par l'alimentation n'est rien d'autre que la somme des puissances dissipées dans les transistors Q1, Q2 et dans la charge RL.
| 2 PTOT = PQ1+Q2 + PRL = ?VCC ?Û0 ??RL | 2.46 |
Cette puissance est maximale lors Û0=VCC
| 2?V2 PTOT max = CC ??RL | 2.47 |
Le rendement de l'amplificateur classe AB est par définition de la forme
| P ?= RL PTOT | ? Û = ? 0 4 VCC | 2.48 |
dont on déduit le rendement maximum pour Û0=VCC
?
?max = (78.5%) 2.49
4
La Figure 2-20 montre la répartition des puissances et le rendement pour l'étage de sortie de l'amplificateur classe AB.
??RL
Figure 2-20 : Répartition des puissances et rendement d'un amplificateur classe AB
2.6.2.3 Réalisation pratique de l'amplificateur classe AB
2.6.2.3.1 Montage élémentaire
La Figure 2-21 montre un montage élémentaire d'un amplificateur classe AB sous la forme d'un ampli audio. La réaction négative globale permet de
? contrôler le gain en boucle fermée,
? réduire fortement la distorsion,
? réduire l'impédance de sortie de l'amplificateur (contre réaction série parallèle).
Figure 2-21 : Montage élémentaire d'un amplificateur classe AB
L'amplification de tension en boucle fermée et pour des signaux alternatifs (AC) vaut
| AV ,F ( AC) =1+ B RA alors qu'en continu (DC) | 2.50 |
| AV ,F (DC) =1 | 2.51 |
R
ce qui assure une bonne stabilité thermique
2.6.2.3.2 Limitations du montage élémentaire
La première limitation du montage élémentaire du §2.6.2.3.1 vient de l'utilisation de résistance pour la polarisation des diodes D1 et D2. En effet pour une polarisation positive du signal de sortie, on a pour la partie supérieure du push-pull la structure de la Figure 2-22
Figure 2-22 : Alternance positive : partie active du push-pull
le courant iR1 est défini par la relation
iR1 (t) = VCC ?(u0 (t)+UBE (Q1) ) 2.52
R1
on en déduit que iR1 diminue lorsque u0 augmente. Le courant de base de Q1 iB1 quant à lui peut s'exprimer par la relation
1 u0 (t) 1 u0 (t) 2.53 iB1 (t) = ? ? ? ?+1 RL ? RL
qui montre que iB1 augmente avec u0. Le courant dans R1 est aussi la somme du courant de base de Q1 et du courant dans D1.
iD1(t) = iR1(t) ?iB1(t). 2.54
La valeur maximale Û0max que peut atteindre la tension de sortie est celle qui correspond à l'annulation de ce courant. Lorsque u0(t)=Û0max, la totalité du courant dans R1 passe dans la base de Q1. Il vient donc :
1 ?Û0max = VCC ?(Û0max +UBE(Q1)) . 2.55
?+1 RL R1
C'est en ce même point que le courant dans D2 devient maximal et doit être intégralement fourni par la sortie de l'amplificateur opérationnel
ID2max = Û0max ?UJ (D2) +VCC = IR2 ? IB2 = IR2 . 2.56
R2
Le transistor Q2 étant bloqué, son courant de base IB2 est nul.
Figure 2-23 : Alternance positive : partie non-active du push-pull
Les valeurs de R1 et R2 ne peuvent pas descendre en dessous d'une certaine limite correspondant au courant maximum que peut fournir l'amplificateur opérationnel. Dans un tel cas, le gain en tension de ce dernier s'en trouverait réduit car son impédance de sortie n'est pas nulle. La limite inférieure de R1 et R2 se répercute directement sur :
? la valeur de la tension maximale de sortie Û0max,
? la valeur de la charge RL qui possède aussi une valeur limite inférieures (courant maximum de sortie).
Ces limites sont très restrictives. En pratique, ce genre de montage n'est utilisable que pour des puissances de sortie inférieures à 1W. De telles limites sont inacceptables et il est de première importance d'apporter des améliorations au montage élémentaire.
2.6.2.3.3 Améliorations du montage élémentaire
2.6.2.3.3.1 Polarisation par des sources de courant
Les améliorations sont multiples. Pour la partie de polarisation de l'étage de sortie, il est judicieux de remplacer les résistances R1 et R2 par des sources de courant
Figure 2-24 : Etage de sortie avec source de courant pour la polarisation des diodes D1 et D2
2.6.2.3.3.2 Diminution du courant de base des transistors de sortie
Lorsque ? est faible, ou lorsque le courant de sortie est très élevé, on peut remplacer les transistors de sortie par les montages de la Figure 2-25
? ?
Darlington classique Montage Pseudo-Darlington
Figure 2-25 : Montage Darlington et Pseudo-Darlington
A noter que les transistors de puissance de type PNP sont rares et doivent souvent être remplacés par des montages Pseudo-Darlington.
2.6.2.3.3.3 Réduction du courant de polarisation dans les transistors de sortie
Pour autant que les composants soient bien appairés, le courant de polarisation est approximativement le même dans les diodes de D1, D2 que dans les transistors Q1, Q2.
Figure 2-26 : Polarisation de l'étage de sortie
Toutefois, les puissances dissipées sont très différentes dans ces éléments. En effet :
| ? | Pour les diodes | |
| PD1,D2 = UBE(Q1,Q2) ?I0 | 2.57 | |
| ? | Pour les transistors | |
| PQ1,Q2 = VCC ?I0 | 2.58 |
Pour réduire le courant de polarisation I0 des transistors, et afin d'éviter un emballement thermique on ajoute des résistances de faible valeur en série avec les émetteurs. En pratique on choisit
R E ? 0.1?RL 2.59
Figure 2-27 : Polarisation de l'étage de sortie avec résistances en série avec les émetteurs
2.6.2.3.3.4 Augmentation de la puissance de sortie
Pour une charge RL donnée, la puissance de sortie est limitée, dans tous les cas, par la tension d'alimentation ±VCC :
2
Pmax ? ??VCC ?? ? 1 2.60
? 2 ? RL
Si on désire augmenter la puissance, il est nécessaire d'augmenter les tensions d'alimentation. Dans ce cas, l'amplificateur opérationnel ne pourra être alimenté à des tensions supérieures à une vingtaine de volts et par conséquent il ne pourra délivrer à sa sortie une tension supérieure en valeur absolue à ces tensions d'alimentation. L'étage de sortie n'ayant aucun gain en tension (collecteur commun), un étage amplificateur intermédiaire à composants discrets sera nécessaire. Un tel étage est appelé étage driver. La Figure 2-28 montre un exemple d'étage driver sous la forme d'un amplificateur classe A en montage émetteur commun.
Figure 2-28 : Etage driver classe A en montage émetteur commun
La charge dans le collecteur de l'étage driver est une charge active sous la forme d'une source de courant. L'émetteur ne contient pas de résistance de stabilisation thermique, celle-ci étant assurée par la réaction négative globale.
Une meilleure intégration de ce montage peut être apportée en combinant les éléments de polarisation de la sortie avec celle de l'étage driver pour aboutir au schéma de la Figure 2-29.
Figure 2-29 : Etage driver et sortie push-pull d'un amplificateur de classe AB
Le courant dans les diodes D1 et D2 varie en fonction du point de fonctionnement, entraînant du même coup une variation du courant de polarisation traversant les transistors de l'étage push-pull de sortie. Grâce à un circuit multiplicateur de UJ, où UJ représente la tension UBE d'un transistor.
Figure 2-30 : Circuit de polarisation de précision d'une sortie push-pull
Le choix de la résistance traversante du potentiomètre P défini le courant dans P et R (on néglige le courant de base de Q3). Le solde du courant I0 passe par Q3. La tension différentielle de polarisation entre les bases des transistors Q1 et Q2 est donc constante et indépendant du point de fonctionnement.
Pour des puissances de sortie suffisamment élevées, là où un amplificateur opérationnel ne peut être utilisé en raison des niveaux des tensions d'alimentation, l'étage d'entrée est constitué d'une paire différentielle permettant l'attaque de montage émetteur commun (étage driver). La Figure 2-40 illustre une possibilité de montage parmi beaucoup d'autres.
Figure 2-31 : Schéma de principe d'amplificateur classe AB
Une capacité de compensation CC est souvent nécessaire afin de créer un pôle dominant connu permettant la stabilisation, au sens du critère de Nyquist, du circuit en boucle fermée. En explicitant la source de courant comprise dans la charge active de l'étage driver, on obtient
Figure 2-32 : Exemple 1 : Amplificateur classe AB
L'étage driver peut également être réalisé sous la forme d'un amplificateur différentiel à sortie asymétrique selon le schéma de principe de la Figure 2-33
Figure 2-33 : Détail de l'étage driver en amplificateur différentiel à sortie asymétrique
Cette configuration ne nécessite qu'un transistor de plus que celle de la Figure 2-32. Elle est par contre beaucoup moins critique à réaliser car la sortie différentielle de l'étage d'entrée peut directement attaquer les deux entrées de l'étage driver, sans que la résistance de charge de l'étage d'entrée ne soit critique. La Figure 2-34 montre la structure complète d'un amplificateur de puissance classe AB
i
Figure 2-34 : Structure complète d'un amplificateur classe AB
2.6.2.3.3.5 Utilisation de transistors MOS pour l'étage push-pull de sortie
En pratique, il est possible de remplacer les transistors PNP et NPN ou les montages Darlington et Pseudo-Darlington par des transistors MOS. La Figure 2-35 illustre un tel montage.
Figure 2-35 : Amplificateur classe AB avec transistors MOS
La polarisation par la résistance variable RP doit assurer une tension différentielle entre grille égale à la somme des tensions de seuil des transistors MOS canal N et canal P.
?u =VTH (P) +VTH (N) 2.61
Les tensions de seuil VTH(P) et VTH(N) ayant des imprécisions importantes, il est nécessaire d'ajouter des résistances série dans les sources afin de limiter le courant de polarisation. Les résistances en série avec les grilles sont nécessaires pour assurer la stabilité de la tension de sortie. En effet sous certaines conditions, le montage "Source follower" peut être instable et engendrer des oscillations parasites. Les conditions d'instabilités se manifestent par une impédance d'entrée dont la partie réelle est négative. La Figure 2-36 illustre le cas du montage en "Source follower" lors d'une tension positive sur la sortie.
Figure 2-36 : Montage en Drain commun
De la Figure 2-36 on en déduit le circuit équivalent pour accroissements de la Figure 2-37
Figure 2-37 : Montage en Drain commun : schéma pour accroissement
L'impédance d'entrée se calcule de la manière suivante :
?ii + gm ??uGS = (gDS +YL )??u0
?ui = ?uGS + ?u0 2.62
?ii = j?CGS ??uGS
d'où l'on déduit
Yi = ?ii = j?CGS ? gDS +YL 2.63
?ui j?CGS + gm + gDS +YL
en admettant que j?CGS et gDS = j?CDS sont négligeable vis-à-vis de l'admittance de charge YL et de la transconductance gm, on peut finalement écrire
Yi = ?ii = j?CGS ? YL 2.64
?ui gm +YL
On arrive au même résultat en utilisant théorème de Miller, (voir chapitre sur la réaction négative) soit
| Yi = i = j?CGS ?(1? AV ) ?ui et pour le gain en tension sans le condensateur CGS | 2.65 |
| AV = ?u0 = gm ?ui gm + gDS +YL ce qui donne en négligeant gDS | 2.66 |
| g Y Yi ? j?CGS ?(1? m ) = j?CGS ? L gm +YL gm +YL Finalement l'impédance d'entrée prend la forme | 2.67 |
| g Zi = m +YL = 1+ gm ?ZL | 2.68 |
?i
j?CGS ?YL j?CGS
Lorsque l'impédance de charge est constituée d'une résistance et d'un condensateur sous une forme illustrée par la Figure 2-38
Figure 2-38 : Charge résistive et capacitive
et représentée par la relation
| ZL = L . 1+ j?CLRL en replaçant ZL dans la relation 2.68, il vient | 2.69 |
| 1 ? R ? Zi = j?CGS ???1+ gm ?1+ j?CLL ?RL ?? 1 ? 1? j?CL R?RL )L2 ??? = ? GS ??1+ gm ?RL ?1+(?CL ? j C? 1 gm ?RL ? 1 CL ?RL ? = GS + (?CL ?RL )2 ??? j?CGS ? CGS ?? j?C 1+ La partie réelle de Zi vaut donc | 2.70 |
R
gm 0. 2.71
?e[Zi ] = ? (1+(?CL ?RL )2 )?CGS <
Cette valeur négative entraîne une instabilité. Pour garantir un retour à la stabilité, il suffit de placer une résistance RG en série avec la connexion de grille. Cette résistance doit satisfaire la condition
| RG ? m L?CL L?R2L2)?CGS > 0. g (1+(?C ?R ) | 2.72 |
On limitera toutefois RG à la valeur nécessaire (ordre de grandeur typique 100 … 300?, car sa présence dégrade la réponse en fréquence du circuit (pôle RGCGS)
2.6.3Emballement thermique des amplificateurs push-pull en classe AB
Les amplificateurs push-pull à transistors bipolaires qui fonctionnent en classe AB peuvent subir un emballement thermique lorsqu'ils sont au repos. Ce phénomène se traduit par une augmentation incontrôlée et irréversible de la puissance dissipée dans les transistors. L'emballement thermique conduit à la destruction des transistors par le fait d'une température trop élevée. Il est encore à remarquer que l'emballement thermique ne concerne que lesamplificateurs à transistors bipolaires, car ce sont les seuls dont la caractéristique de transfert présente un coefficient de température négatif.
2.6.3.1 Description du phénomène
En se référant à la Figure 2-39, on constate qu'au repos la polarisation base-émetteur de chaque transistor vaut UBE0, ce qui détermine le courant de repos IC0. Tout ce passe comme si chaque transistor fonctionnait en montage émetteur-commun avec une polarisation de la jonction baseémetteur par une source de tension UBE0
Figure 2-39 : Schéma équivalent d'une sortie (transistor supérieur)
La caractéristique de la jonction base-émetteur, illustrée à la Figure 2-40, se déplace vers la droite à raison de –2mV/°C lorsque la température augmente alors que la tension UBE reste constante et égale à UBE0. Ce phénomène entraîne une augmentation du courant IC0 ayant pour conséquence une augmentation de la puissance dissipée dans le transistor.
Figure 2-40 : Caractéristique de transfert du transistor en fonction de la température de jonction
La puissance dissipée dans le transistor est donnée par la relation
PQ(TJ ) = IC0(TJ )?VCC 2.73
En partant d'une température de référence (par exemple de T0=25°C), on peut écrire
IC0 (UBE )TJ =TJ0 = IS (TJ 0 )?eUBE /UT (TJ0 ) 2.74
En première approximation, on a admit qu'une variation de température entraîne une translation de cette caractéristique de ?TJ??TJ avec ?TJ=-2mV/°C. On obtient alors pour TJ=TJ0+?TJ l'expression
IC0 (UBE )TJ =TJ0+?TJ = IC0 (UBE ??TJ ??TJ )TJ =TJ0
??TJ ??TJ /UT (TJ0 ) 2.75
= IC0 (UBE )TJ =TJ0 ?e
Finalement, on peut écrire
| PQ (TJ ) IC0 (TJ ) e??TJ ??TJ /UT (TJ0 ) = = PQ (TJ 0 ) IC 0 (TJ 0 ) | 2.76 |
On constate donc que la puissance dissipée est une fonction exponentielle de la température. Dans l'expression 2.76, il est à remarquer que le coefficient de température ?TJ est une grandeur négative.
La Figure 2-41 montre la caractéristique de la puissance dissipée par un transistor en fonction de la température de sa jonction, ainsi que la puissance évacuée par le montage représenté par le transistor et son refroidisseur. Sachant que la puissance évacuée peut être exprimée par
PEV = TJ ?TA 2.77
RTHJA
avec TA ; la température ambiante et RTHJA ; la résistance thermique entre la jonction et l'air ambiant.
Sur la Figure 2-41 on a tracé la puissance évacuée pour diverses valeurs de température ambiante. Il y a équilibre thermique lorsque la puissance évacuée est égale à la puissance dissipée. Le point d'équilibre est dit stable si toute variation de température entraîne un retour au point d'équilibre après la phase transitoire. On voit que lorsque la courbe de la puissance évacuée coupe la courbe de la puissance dissipée, un des points d'intersection correspond à un point d'équilibre stable tandis que le second est un point d'équilibre instable.
Il y a emballement thermique à une température donnée lorsque, pour toute température supérieure, la puissance évacuée est inférieure à la puissance dissipée.
Figure 2-41 : Puissance dissipée et puissance évacuée pour un transistor monté sur un radiateur
2.6.3.2 Méthode de suppression de l'emballement thermique
La première méthode consisterait à empêcher la température ambiante de dépasser une valeur admissible pour laquelle on est sûr qu'il n'y a pas d'emballement thermique. Cette méthode n'est pratiquement pas utilisable car elle requerrait l'utilisation d'une enceinte thermostatée ce qui n'est pas compatible avec le coût d'un amplificateur.
La seconde méthode consiste à diminuer la résistance thermique RTHJA. On augmente ainsi la pente de la droite caractéristique de la puissance évacuée de telle sorte que l'on obtienne toujours un point d'intersection correspondant à un point d'équilibre thermique stable. Une troisième méthode, qui présente un grand intérêt et à laquelle on a pratiquement toujours recours, consiste à modifier la caractéristique de la puissance dissipée PQ(TJ). Une première possibilité d'atteindre ce but consiste à insérer une résistance RE en série avec l'émetteur de chaque transistor du push-pull. Ainsi, le courant IC0 doit satisfaire simultanément l'équation de la caractéristique de transfert du transistor et la caractéristique de la source de polarisation exprimée par la relation
IC0 = UBRE0 ?UBE 2.78
RE
comme l'illustre la Figure 2-42 la résistance RE introduit une contre réaction de courant appliquée en tension qui tend à stabiliser le courant de collecteur.
Figure 2-42 : Stabilisation thermique par adjonction d'une résistance d'émetteur
Cette méthode permet de limiter le courant de repos à une valeur maximale admissible. Les résistances RE augmentant la résistance interne de sortie de l'étage push-pull, on est amené à les choisir aussi petites que possible. Pour empêcher la température des jonctions d'atteindre des valeurs trop élevées, on fixe les transistors sur un refroidisseur, conjuguant ainsi les deux dernières méthodes pour obtenir un maximum d'efficacité.
Figure 2-43 : Caractéristique I0=f(UBE, T)
Une seconde possibilité de modifier la caractéristique PQ(TJ) consiste à imposer un courant de repos constant. Pour ce faire, il faut que la tension de polarisation UBRE0 soit une tension de jonction et varie, en fonction de la température, comme la tension de la jonction BE des transistors. Pour que les systèmes de polarisation soient efficaces, il faut que les diodes ou le transistor de polarisation, parcourus par un courant constant, soient montés sur le même refroidisseur que les transistors du push-pull et que l'échauffement dû à leur propre puissance dissipée soit négligeable.
Figure 2-44 : Polarisation d'un montage push-pull par un multiplicateur de UJ
2.7AMPLIFICATEURCLASSEC
2.7.1 Généralités
Les amplificateurs de classe C sont des amplificateurs non-linéaires à très haut rendement. Ils sont toutefois utilisables que dans les amplificateurs HF (émetteur radio) avec des porteuses non modulées en amplitude. Ils génèrent un nombre considérable d'harmoniques qui doivent être filtrées à la sortie à l'aide de circuits accordés appropriés.
La structure de principe d'un amplificateur classe C est illustrée à la Figure 2-45
Figure 2-45 : Amplificateur classe C : schéma de principe
Les amplificateurs de classe C sont utilisées comme étage de sortie dans les émetteurs radiophoniques, comme multiplicateurs de fréquence du signal d'entrée ( la fréquence d'accord du circuit résonnant est alors un multiple de la fréquence du signal d'entrée), comme étage de sortie dans les installations de chauffage haute fréquence, etc…
Le circuit d'entrée se comporte comme un redresseur dont la diode est la jonction baseémetteur du transistor. La polarisation négative UB0 de la base est due à la charge, par le courant iB, du condensateur CB qui joue en même temps le rôle de condensateur de liaison pour le signal d'entrée ui. La constante de temps RBCB doit être beaucoup plus grande que la période du signal à amplifier pour que le condensateur CB n'ait pas le temps de se décharger pendant les durées de blocage du transistor.
Dans une réalisation pratique, la charge est souvent couplée inductivement au circuit résonnant dans le but de l'isoler de la tension d'alimentation VCC et de permettre une adaptation d'impédances. La Figure 2-46 montre une telle réalisation avec en plus une polarisation de la base du transistor
Figure 2-46 : Amplificateur Classe C avec couplage inductif de la charge
2.7.2 Fonctionnement
Pour l'étude de fonctionnement, on admet que la caractéristique de transfert IC(UBE) du transistor est linéaire par segment (deux segments, le premier est une droite passant par l'origine, de pente nulle. Le second est une droite affine coupant l'axe UBE en UJ et de pente gm dans sa partie active).
On admet que le signal d'entrée est sinusoïdal d'amplitude Ûi, on trouve l'expression du courant collecteur iC(t) par la relation
??ICM ? cos(1???cos(t)??cos() ?) pour ??+ n?2??<??t <?+ n?2?? 2.79 iC = ?
??0 ailleurs
On appelle angle de conduction l'angle électrique 2? pendant lequel le courant de collecteur iC n'est pas nul.
La tension d'entrée Ûi nécessaire à l'obtention d'une valeur donnée ICM du courant maximum de collecteur est donnée par la relation
ICM (1?cos(?)) 2.80
Ûi = ? gm
Figure 2-47 : Amplificateur Classe C : Principe de fonctionnement
On peut représenter les potentiels aux divers nœuds de l'amplificateur classe C de la Figure
2-45 ainsi que son courant de collecteur. L'amplitude Û0 du signal de sortie est au plus égale à VCC dans le cas idéal où la tension de saturation UCEsat du transistor est nulle. Comme pour le cas des amplificateurs classe A et B, on rapporte cette amplitude à la tension d'alimentation par la relation
| Û0 = k ?VCC la tension de sortie s'exprime par | 2.81 |
| u0(t) = k ?VCC ?cos(??t) et la tension de collecteur par | 2.82 |
| uC (t) =VCC ?u0(t) =VCC ?(1?k ?cos(??t)) | 2.83 |
En résumé le fonctionnement de l'amplificateur classe C est caractérisé par les grandeurs VCC et ICM ainsi que par les paramètres k et ?.
0 t
uB(t)
iC(t)
Figure 2-48 : Amplificateur C : Grandeurs caractéristiques principales
2.7.3Puissance et rendement dans les amplificateurs classe C
L'alimentation fournit de la puissance pendant les périodes de conduction du transistor. LA puissance moyenne fournie PTOT a pour expression
PTOT
2.84
??(1? ? 0
=VCC ?ICM? sin(?)???cos(?)
? 1?cos(?)
La puissance utile dissipée dans la résistance de charge, le circuit résonnant étant supposé idéal, s'exprime par la relation
PRL AC
2.85
??( ? ? 0
=k ?VCC ?ICM? 2???sin(2??)
4?? 1?cos(?)
La puissance moyenne dissipée dans le transistor, PQ, est donnée par la différence entre la puissance fournie par l'alimentation et la puissance utile
PQ = PTOT ? PRL AC
= VCC ?ICM ???sin(?)??cos(?)? k ?(2???sin(2??))?? 2.86 ??(1?cos(?)) ? 4 ?
La puissance maximum fournie par l'alimentation est obtenue pour ?=?/2, elle vaut
PTOT M = VCC ?ICM 2.87
?
dans ces conditions et pour k=1, la puissance utile est aussi maximum et vaut
PRL ACM = VCC ?ICM 2.88
4
Le rendement ? de l'amplificateur, quotient de la puissance utile par la puissance fournie par l'alimentation, est donné par l'expression
La Figure 2-49 montre l'intérêt qu'il y a à se rapprocher le plus possible de la valeur limite idéale k=1. De plus, dans le cas où l'angle de conduction 2? vaut ? et k=1, on se retrouve dans le cas de l'amplificateur classe B avec un rendement de ?/4 qui était justement le rendement maximum de l'amplificateur classe B.
Plus l'angle de conduction 2? est petit, plus le rendement augmente, à la limite pour k=1 et ?=0, on obtiendrait un rendement de 100%. Dans ce cas malheureusement, comme le montre la relation 2.88, la puissance utile serait nulle. Il s'agit donc d'adopter un compromis.
?=f(k,?)
Figure 2-49 : Amplificateur Classe C : rendement
2.7.4Utilisation de l'amplificateur classe C comme multiplicateur de fréquence
Le multiplicateur de fréquence, couramment utilisé dans les émetteurs, diffère de l'amplificateur classe C par le fait que le circuit résonnant est accordé à un multiple de la fréquence du signal d'entrée. Comme le courant de collecteur est une suite d'impulsion son spectre fréquentiel comporte, en plus de la fondamentale IC1 et de la composante continue I0, des harmoniques IC2, IC3, …. Si le circuit résonnant est accordé sur la deuxième harmonique par exemple et que son facteur de qualité est suffisamment élevé, seule cette composante donnera lieu à une tension sinusoïdale, d'amplitude US2=RIC2, les autres composantes du spectre de la tension de sortie étant fortement atténuées.
Figure 2-50 : Amplificateur Classe C : multiplicateur de fréquence
2.8AMPLIFICATEUR CLASSED
2.8.1 Généralités
Les amplificateurs de classe D sont des amplificateurs travaillant en commutation. Le signal à amplifier est préalablement transformé en un signal rectangulaire de fréquence de pulsation fp dont le rapport cyclique est proportionnel à la valeur moyenne glissante sur une période de pulsation Tp. Ce type de modulation est appelé modulation de largeur d'impulsion MLI (PWM Pulse Width Modulation).
Le signal rectangulaire résultant est directement utilisé pour attaquer les transistors de sortie qui sont généralement de type MOS pour les fréquences supérieures à 50kHz.
La sortie de l'étage de puissance est suivie d'un filtre BF qui restitue un signal semblable à celui d'entrée. Les amplificateurs de classe D ont des rendements élevés et sont de fidélité moyenne. Ils sont utilisés dans les autoradios.
La Figure 2-51 montre un étage de puissance suivi du filtre BF et de la charge sous forme d'un haut-parleur.
Figure 2-51 : Amplificateur Classe D : Etage de puissance et charge
La droite de charge classique pour les amplificateurs de classe A et AB est remplacée par deux points de fonctionnement correspondants aux deux états possibles des transistors MOS de sortie.
Figure 2-52 : Amplificateur Classe D
2.8.2 Structure de la commande de l'étage de sortie
Les transistors de l'étage de sortie sont contrôlés par un étage driver intermédiaire permettant une adaptation du niveau des signaux de commande à chaque transistor de puissance. En effet les tensions de grille et de source de chaque transistor présentent un mode commun différent. On profite de cet étage d'adaptation pour créer des commandes assurant le non-recouvrement de l'état fermé des transistors de puissance.
2.8.3 Rendement de l'étage de sortie
Le rendement d'un amplificateur de classe D est assez élevé, de l'ordre de 80%. Le rendement est affecté par les paramètres suivants :
? La résistance RDSON des transistors MOS dont la valeur croît avec la tension d'alimentation.
? La fréquence de pulsation, puisque chaque commutation provoque une perte d'énergie dont la valeur est fonction du type de charge et de la capacité en courant de la commande de grille.
? Le choix des diodes de roue libre (et de conduction).
2.8.4 Choix de la fréquence de pulsation
Plus la fréquence de pulsation est élevée plus le filtrage s'en trouve simplifié. Par contre les pertes augmentent avec la fréquence. La distorsion due au temps d'antichevauchement assurant le non recouvrement de l'état fermé des transistors augmente également avec la fréquence. Un compromis est donc nécessaire entre rendement, filtrage et distorsion lors du choix de la fréquence de pulsation.
2.8.5 Distorsion de l'amplificateur classe D
Les amplificateurs de classe D ont généralement un taux de distorsion de l'ordre de 1% à 2%. Les causes principales sont
| ? | Filtrage de sortie insuffisant, entraînant des composantes hautes-fréquences dans le signal de sortie. |
| ? | Fréquence de pulsation trop basse entraînant un recouvrement spectral |
Figure 2-53 : Recouvrement spectral
? Résistances RDSON différentes entre les transistors MOS de la branche. C'est particulièrement le cas si on utilise des transistors MOS canal N pour la partie inférieure de la branche et des MOS canal P pour la partie supérieure.
2.8.6 Exemple de réalisation
L'exemple de la Figure 2-54 illustre une réalisation simple pour des tensions d'alimentation de
±24V ou moins. Le transistor MOSFET supérieur est un canal P alors que le MOSFET inférieur est un canal N. Les commandes peuvent être de type TTL. Un niveau logique bas provoque l'ouverture du transistor MOSFET associé à la commande. Tels qu'ils sont conçus, les drivers ont un retard à l'enclenchement de l'ordre de la microseconde alors que pour le déclenchement on a 200ns environ. En commandant les entrées de manière complémentaire, les délais sont tels que le temps d'antichevauchement est de l'ordre de 800ns, ce qui est optimal pour des puissances de quelques centaines de watts.
Figure 2-54 : Amplificateur classe D : exemple de réalisation
BIBLIOGRAPHIE
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COURS DE SYSTEMES ELECTRONIQUES
Auteurs : Dr. N. Jöhl et Prof. M. Declercq
[2] TRAITE D’ELECTRICITE
VOLUMEVIII :ELECTRONIQUE
Auteurs : J.D. Chatelain et R.Dessoulavy
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[3] CIRCUIT ET SYSTEMES ELECTRONIQUES
ELECTRONIQUEIII,PARTIEI Auteur : M. Declercq
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