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Comportement du matériel en service République Algérienne Démocratique et Populaire 
Ministère de l'Enseignements supérieurs et de la Recherche Scientifique 
 
 
UNIVERSITE MOHAMED KHIDER DE BISKRA 
FACULTE DES SCIENCES ET TECHNOLOGIE 
 DEPARTEMENT DE GENIE ELECTRIQUE 
 
Module:
 Electronique de puissance avancée                  Niveau: 1ère Année Master 
 
 
 
 
 

Support de cours: 
 
 
 

 
 
ELECTRONIQUE DE 
 
PUISSANCE AVANCEE 
 
 
 
 

                   Réalisé par: Dr. Abdelhakim DENDOUGA        
                   Maitre de conférences à l'université de Biskra 
                   E-                                
 
 
 
 
 
 
 
 
Année Universitaire: 2014/2015 
 
 

Electronique de Puissance Avancée 
Sommaire 
 
Intorduction …………………………………………………………………………………  4 
Chapitre I 
Introduction à l'électronique de puissance avancée 
1.1 Les lois de base d'électronique de puissance…………………..……………………………  5 
1.2 Structures……………………………………………………………………………………  5 
1.2.1 Convertisseurs directs ……………………………………………… ………………  5 
1.2.2 Convertisseurs indirects …………………………………..………….…………… 

1.3 Interrupteurs à semi-conducteurs………………………………… .………………………  7 
1.4 Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs ………..………….. ………………  8 
1.5 Electronique de commande …………………………………………………………………  8 
1.6 Structure de la commande ……………………………… ………………  9 
1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes…………………………..……………… 

1.7.1 Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture.. …………….. 
10 
1.7.2 Convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandable   …………….. 
12 
1.8 Commande MLI …………………………………………………………….………………  14 
       1.9.1 Onduleur monophasé MLI en demi-pont de tension………………………………… 
14 
1.9.2 Caractérisation de l'onde de modulation ………………………….………………….  15 
       1.9.3 Tension de sortie……………………………………………………   16 
1.9.4 Harmoniques ……………………………………………………… ..  18 
 
Chapitre II:  
Les onduleurs MLI triphasés 
2.1 Onduleur triphasé de tension…………………………………..…………….…..………… 
20 
2.1.1 Analyse et fonctionnement…………………………………..…………….…..………… 
20 
2.1.2. Fonctionnement en pleine onde…………………………………..…………..………… 
21 
2.1.3. Fonctionnement en MLI…………………………………..…………………..………… 
22 
2. 2. Onduleur triphasé de courant…………………………………..…………..…..………… 
23 
2.2.1. Analyse et fonctionnement…………………………………..………………..………… 
23 
2.2.2. Fonctionnement en pleine onde…………………………………..…………..………… 
24 
2.2.3Fonctionnement en MLI…………………………………..…………………..…………..  25 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre III:  
Les Redresseurs MLI triphasés 
3.1. Redresseur MLI de courant triphasé………………………………………………………..  27 
3.1.1. Forme d'ondes…………………………………………………………….………………  28 
3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie……………………………… ………………  28 
3.1.3. Qualité des courants du coté réseau………………………………………………………  29 
3.2. Redresseur MLI de tension triphasé……………………………………… ………………  29 
3.2.1. Forme d'ondes……………………………….……………………………………………  30 
3.2.2. Tension redressée…………………………………………………………………………  30 
3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI………………………………  32 
3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI……………………………….………………  32 
Chapitre IV:  
Les onduleurs multi-niveaux 
4.1. Avantages…………………………………………………………………..……………….  34 
4.2. Inconvénients……………………………………………………………….………………  34 
4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources)……………………….. …………… 
34 
4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source)…………………………. …………… 
35 
4.5. Onduleur multi-niveaux NPC………………………………………………………… 
35 
4.6. Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique……………………………………  36 
 
Chapitre V:  
 
Convertisseur Matriciel 
5.1. Principe de fonctionnement……………………………………………… ……………… 
38 
5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel….………………  39 
5.3. Modèle mathématique du convertisseur matriciel………………………….………………  39 
5.4. Stratégies de commande…………………………………………………….………………  41 
Références Bibliographiques……………………………………………..………… 
42 
 
 
 
 
 

 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
Introduction 
L’électronique de puissance ou électronique de commutation concerne le  traitement et la maitrise  du 
transfert de l’énergie électrique entre une source et un récepteur. Elle permet de convertir cette énergie 
disponible sous une forme donnée (continue, alternative, basse ou haute tension, etc..) en une autre. Dans 
ce contexte, une forte spécificité de ce domaine réside dans les rendements de conversion recherchés, ils 
doivent être typiquement très proches de 100. Cela impose donc l’usage d’une électronique de 
commutation pour laquelle les interrupteurs doivent présenter des pertes minimales en commutation et 
dans leurs états passants ou bloqués. L’amélioration continuelle de leurs performances est une cible 
importante de la recherche dans ce domaine, des progrès continus se font, des nouveaux matériaux sont 
mis en œuvre : carbure de silicium, arséniure de gallium, diamant. Les performances des convertisseurs 
statiques dépendent largement des propriétés physiques des  composants  à semi-conducteur, des 
matériaux les constituants.  
En effet, les récentes avancées dans le domaine des interrupteurs à semi-conducteur d'une 
part (apparaissions des nouvelles interrupteurs, totalement contrôlables: GTO, IGBT, MCT,..ect), et 
d'autre part dans le domaine de commande (MLI, SVM, …ect), ainsi que dans le domaine des 
interfaces informatique (DSPACE, Les cartes d'acquisition,…ect),  permis l’émergence  des 
nouvelles structure  des  convertisseurs de puissance afin de répondre aux exigences industrielles 
(systèmes d'entraînement, de génération photovoltaïques, éoliens, filtrage,…ect), comme les 
onduleurs et les redresseurs MLI,  les convertisseurs multi-niveaux, les convertisseurs matriciels, les 
hacheurs AC/AC.  
Ce présent document, comprenant l'étude et l'analyse de la structure, le principe de fonctionnement, 
la stratégie de commande, ainsi que les points forts et faibles des nouvelles structures des 
convertisseurs de puissance afin d'approfondir les connaissances théoriques et servira de base 
pédagogique. 
 
Organisation du cours 
 
Ce cours est structuré comme suit : 
Chapitre 1: Introduction à l'électronique de puissance avancée.  
Chapitre 2: Les onduleurs MLI.  
Chapitre 3: Les redresseurs MLI.  
Chapitre 4: Les onduleurs multi niveaux. 
Chapitre 5: Convertisseur matriciel. 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre I:  
Introduction à l'électronique de puissance avancée 
1.1. Les lois de base d'électronique de puissance 
Le domaine d'électronique de puissance notamment la structure des convertisseurs et leurs stratégies 
de commande sont basés sur les lois suivantes: 
.01On appelle source de tension, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréquence de 
la tension sont imposées par la source; 
.02On appelle source de courant, lorsque la forme d'onde, l'amplitude et la fréquence de 
courant sont imposées par la source; 
.03Une source de tension ne doit jamais être en court-circuit
.04Une source de courant ne doit jamais être en circuit ouvert
.05:  Les convertisseurs de puissance doivent être  toujours insérés entre deux milieux 
énergétiques (source, charge) de natures différentes. 
1.2. Structures 
On peut classer les convertisseurs de puissance en deux catégories: 
-  convertisseurs directs; 
-  convertisseurs indirects. 
 
Hacheurs 
DC (=) 
DC (=) 
 
Onduleurs 
 
 
Redresseurs 
 
Cycloconvertisseurs 
 
AC (?) 
AC (?) 
Gradateurs 
 
Figure 1.1: Catégories des convertisseurs de puissance 
1.2.1  Convertisseurs directs: 
Dans ce cas, la conversion de l'énergie d'une forme à autre se fait de manière directe. C'est-à-dire, on 
ne trouve pas une conversion intermédiaire. 
Les  convertisseurs directs sont: 
-  Les redresseurs (AC/DC); 
-  les gradateurs, les cycloconvertisseurs (AC/AC); 
-  les hacheurs (DC/DC); 
-  les onduleurs autonomes (DC/AC). 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
   On peut schématiser la structure de ces convertisseurs par une matrice d'interrupteurs  reliant les n 
bornes de sortie d’un générateur aux m bornes d’entrée d’un recéleur.   
 


 




 
eu
at


teu
 
ér
én


écep
 
G
R
 
 
Figure 1.2: Structure générale des convertisseurs 
Cette  matrice comprend en principe n×m éléments.  Toutefois pour certains  convertisseurs, des 
interrupteurs sont supprimés ou réduits à une simple liaison galvanique. 
 
1.2.2 Convertisseurs indirects: 
Certains convertisseurs ne relient pas directement le générateur au récepteur: l'énergie transite par un 
étage intermédiaire. Dans ce cas, on trouve une cascade de convertisseurs, l'un reliant le générateur à 
l'étage intermédiaire, l'autre reliant cet étage au récepteur. 
Etage intermédiaire 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figure 1.3: Convertisseur indirect 
L'étage intermédiaire joue le rôle de récepteur vis-à-vis du premier convertisseur, de générateur vis-
à-vis du deuxième.  Il  est généralement formé d'un ou de plusieurs éléments de stockage d'énergie 
(inductances et condensateurs).  C'est le cas, par exemple des convertisseurs  continu-continu (DC/ 
DC), à étage intermédiaire résonnant inséré dans une cascade onduleur / redresseur.  
 
 
 
 
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Electronique de Puissance Avancée 
1.3. Interrupteurs à semi-conducteurs : 
Dans tous les convertisseurs d’électronique de puissance, les échanges d’énergie entre le générateur 
et le récepteur sont contrôlés grâce à l’évolution au cours des temps des connexions que les 
interrupteurs du convertisseur établissent. 
Tout changement de connexion résulte d’un changement d’état : 
-  fermeture (connexion de l’état OFF à l’état ON) ; 
-  ouverture (connexion de l’état ON à l’état OFF). 
 La commutation d'un semi-conducteur d'un état à l'autre peut être 
-  Soit commandée: et résulter d'un signal appliqué à son accès de commande 
-  Soit  spontanée  (Naturelle)  : et résulter du passage par générateur  de la tension à ses homes 
(Fermeture spontanée) ou du passage par zéro du courant qui le traverse (ouverture spontanée). 
 
Table.1 : les principaux interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans l'électronique de puissance. 
 
caractéristiques 
Interrupteur  
Symbole 
Tension  
courant 
fréquence 
Diode (1955) 
 
10V -10 kV 
1-5000 A 
------------ 
BJT: Bipolar junction transistor (1975) 
 
30V-1.2 kV 
0.5- 500 A 
10 kHz 
MOSFET:  Metal oxide semiconductor field   
20-500V 
0.5-50 A 
1MHz 
effect transistor (1976) 
IGBT: Insulated gate bipolar transistor (1983) 
 
600V- 2.5 kV 
10- 600 A 
20 kHz 
SCR:  Silicon controlled rectifier (thyristor)   
200V-6 kV 
10 A-3.5 kA 
500 Hz 
(1957) 
GTO: Gate turn-off thyristor (1962) 
 
200V-4.5 kV 
10 A-3 kA 
2 kH 
TRIAC (1958) 
 
200-1kV. 
2-100 A 
500 Hz 
 
 
 
 
 
 
 
 
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Electronique de Puissance Avancée 
1.4. Critères de choix des interrupteurs à semi-conducteurs 
Le choix d'un interrupteur à semi-conducteurs pour une application particulière dépend aux critères 
suivants: 
-  la tension inverse; 
-   le niveau du courant; 
-  la fréquence de commutation; 
-  la vitesse de commutation; 
-  les pertes (par conduction et commutation); 
-  le mode de la commande (naturelle, semi, et totale) 
 
1.5. Electronique de commande: 
Les  convertisseurs  de  puissance  qui utilisent des semi-conducteurs  de  puissance  commandés 
peuvent être soit totalement soit partiellement commandés. 
Un convertisseur est totalement  commandé  si tons les changements  d'états des interrupteurs  qui le 
composent sont fixés par les signaux de commende à la fermeture et à l'ouverture envoyés aux semi-
conducteurs (l’état  des interrupteurs  ne dépend  pas à l'évolution des tensions  et des courants à des 
accès). 
 i
 
K
K


K3 
 
vA 
iA 
 
 
vB 
iB 

 
 
v
i


 
 
K'1 
K'2 
K'3 
 
Figure 1.4: Onduleur e tension 
Un  convertisseur  est partiellement commandé si certains changements  d'état des interrupteurs se 
produisent sous l'évolution des tensions et les courants à ses accès (thyristor).  
Pour qu'un convertisseur soit totalement  commandée, il  faut notamment qu'il comporte  des 
interrupteurs à fermeture et ouverture commandée. 
-  Exemple: les onduleurs autonomes de tension. 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
1.6. Structure de la commande 
La commande éloignée : génère à partir des signaux de référence (xréf) et des mesures effectuées sur 
le générateur et le récepteur (xmes(gé, ré)), des ondes de référence (x w) qui correspondent aux tension 
ou aux courants qu'on veut imposer aux accès du générateur ou du récepteur. 
 
Générateur 
 
X ref  
ig  
 
Régulateurs 
Logique de Cde 
Cde Rapprochée 
 
X
()
mes
 
Récepteur 
 
1er niveau 
2ème niveau 
3ème niveau 
 
 
de
C éloignée 
 
 (principale)
 
 
de
C Rapprochée
 
Figure 1.5: Structure de commande  
La commande rapprochée détermine les instants où il faut commander l'amorçage ou le blocage des 
interrupteurs à semi-conducteurs à partir des ondes de référence (xréf)  
 
1.7 Commande rapprochée par comparaison d'ondes: 
L'électronique  de commande rapprochée sert à déterminer  les  instants  des  interrupteurs  de 
commutateur où il faut envoyer ces ordres en fonction d'ondes qui correspondent généralement aux 
tensions on aux courants qu'on veut imposer aux accès du récepteur. 
Les techniques de la commande rapprochée sont très variées. 
La technique qui consiste à comparer des ondes de références avec des ondes de modulation est la 
plus adaptée aux convertisseurs utilisant des interrupteurs totalement commandés. 
 
 


Générateur 
Récepteur 
 
Kij 
 
Xréf 
 
Xmes 
Générateur 
 
 
Figure 1.6: Commande raprochée par comparaison 
 
 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  


Electronique de Puissance Avancée 
1.7.1. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés à la fermeture: 
A) Redresseurs tout thyristors 
 
 
 
 
  c
i
 
T1 
T2 
T3 
vA 
 
iA 
 
vB 
 
iB 
  c
U
 
  m
V  VAref
 V
 V
v
ref
B
ref
C

 +1
 
iC 
 
T'1 
T'2 
T'3 
 
 -1
  Figure 1.7: Structure du redresseur tout thyristors. 
 Uc
 
 
 
Figure 1.8: Forme d'onde. 
 
Pour déterminer les instants de commande des thyristors, on utilise une  onde de modulation Vm. 
cette valeur correspond à la valeur moyenne Ucmoy de Uc, tel que -1<Vm<+1. 
On associé en suite à chaque thyristor une onde de référence synchronisée sur son intervalle 
admissible d'amorçage, elle part de +1 au début de cet intervalle pour atteindre -1 à la fin de celui-ci. 
On impose généralement une onde à l'onde de référence de varier suivant une cosinusoïde durant cet 
U
intervalle.  
cmoy
cos ? =
 
amorçage de T
m

Uc0
 
 
?t 
 
 

 
intervalle admissible 
d'amorçage de T1 
 
 
Figure 1.9: Principe de comparaison 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
10 

Electronique de Puissance Avancée 
La valeur moyenne de la tension redressée est: 
U
.cos ? = U U
.
                                                            (1.1) 
cmoye
c0
c0
m
Uc0 correspond ?=0. 
cos ? = 1 ? ? = 0 ? U
U
U
0
cmoy ?
?
cmoy
c
m
cos ? =
?
?
                                                     (1.2) 
U
cos
0
U
0
U
c0
?
? = ? ? = ?
= =
?
cmoy
m
2
B) Gradateurs 
Dans le  gradateur  en utilisant deux thyristors montés en tête-bêche pour concevoir  un interrupteur 
bidirectionnel en courant et en tension totalement commandé. 
 

 
i
ich 
 
 
T' 
 

g

ar
Uch 
ch
 
 
 

 
?t 
 
 
Um 
 Uréf 
 
?t 
 

T' 
 
Uch 
ich 
ich 
 
?t 
 
Charge résistive R 
Charge inductive R-L (?>?) 
 
Figure 1.10: Gradateur monophasé: structure et forme d'ondes
 
 
D'après les deux figures ci-dessus, on constate que Uch ne dépend pas seulement de Uréf mais aussi 
de la nature de charge. 
 
 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
11 

Electronique de Puissance Avancée 
1.7.2. Convertisseurs utilisant des interrupteurs commandés totalement commandable: 
A) Hachuers 
On  prend comme schéma de base, pour l'étude de la commande des hacheurs directs à deux 
interrupteurs celui de hacheur réversible en courant. 
 
D1 

i
 
ch 
K1 
 
T1 
 K2
 
U
 T
 
2
uch
D
 

 
 
Figure 1.11: Hacheur 
Principe de la commande 
Si on emploie la commande complémentaire de K1  et K2, il faux déterminer par période T de 
hachage, deux instants: 
-  l'instant de commutation de K1 vers K2; 
-  l'instant de commutation de K2 vers K1. 
La valeur moyenne Uchmoy  de la tension uch  peut être réglée entre 0 et U, on fait donc varier 
u
u
ch
=
de 0 à 1. On doit donc prendre une onde de modulation allant de 0 à 1, par exemple une 
réf
U
onde en dents de scie.  
 
+1 
 
?t
 
 

K
K
 


K1 
K2 
 
uch 
 
 
?t 

?
 
T
T
 
 
2T 
 
Figure 1.12: Principe de commande 
Si ?T est la durée des intervalles de conduction de K1 à chaque période, on a: 
Uch=?U. 
U
?
ch
U
U
=
=
U U
.
                                                 (1.3) 
réf
ch
réf
U
U
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
12 

Electronique de Puissance Avancée 
B) Onduleurs monophasé de tension MLI 
La commande MLI des onduleurs monophasés de tension fonctionnant en modulation de largeur 
d'impulsions M.L.I (en anglo-saxon P.W.M, pulse width modulation). 
La principale différence apportée par cette  technique de commande par rapport aux techniques 
précédentes, est du fait qu'en régime permanent les ondes de référence ne  tendent pas vers des 
grandeurs constantes, mais, le plus souvent vers des ondes sinusoïdales d'amplitude et de pulsation 
constantes.   
Principe de la commande 
 T1
 K1
D1 
U/2 
 
ich 
 
U/2 
 

g
 T 1
'
 
1
K'
D'1 
ar
uch 
ch
 
 
Figure 1.13: Onduleur monophasé MLI 
Dans l'onduleur en demi-pont fonctionnant en MLI, on détermine les instants de commutation en 
comparant: une onde de référence uréf qui représente la tension que l'on veut trouver aux bornes de la 
charge avec une onde de modulation M allant de -1 à +1. 
L'onde de modulation peut être: 
a) en dents de scie: 
On distingue deux types d'échantillonne naturel et synchrone. 
  +1 
+1 

uréf 

uréf 
 
?t 
?t 


 
-1 
-1 
 
K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1 
K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1 
 
échantillonnage naturel 
échantillonnage synchrone 
 
Figure 1.14: Modulation en dents de scie 
b) triangulaire: 
 
+1 
+1 
 

uréf 

uréf 
?t 
?t 
 


 
-1 
-1 
 
K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1 
K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1  K1  K'1 
 
échantillonnage naturel 
échantillonnage synchrone 
Figure 1.15: Modulation triangulaire
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
13 

Electronique de Puissance Avancée 
-  La modulation triangulaire permet d'obtenir un meilleur suivi de l'onde de référence. 
Caractéristique de la commande MLI: 
La commande MLI est caractérisée par: 
-  le coefficient de réglage en tension ou en courant r (0<r<1): C'est l'amplitude de la référence; 
-  l'indice de modulation m: c'est le rapport de la fréquence de modulation fm  à la fréquence de 
référence fréf, ou, en désignant par ?m et ?réf les pulsations correspondantes, avec: 
?
f
m
m
=
=
que
 
 tel
,
 : f
f

m
réf
?
f
réf
réf
-  la phase de l'onde de référence ?.  
Donc, on peut écrire:  u
r.cos(? .+ )
?    
réf
réf
Schéma de principe de la commande MLI: 
 
 K1
 
U/2 
ich 
 
 
U/2 

 
1
K'
g
ar
uch 
 
ch
 
Génération 
r ? 
 de Uréf
?réf 
 
Comparaison et 
Génération 
 mise en forme
 
 de M
1.8. Commande MLI 
Figure 1.16: Principe de la MLI 
La modulation de largeur d'impulsion MLI (en anglo-saxon Pulse Width Modulation PWM), 
consiste à adopter une fréquence de commutation supérieure à la fréquence des gradeurs de sortie et 
à former chaque alternance d'une tension (ou courant) de sortie d'une succession de créneaux de 
largeurs convenables. Autrement dit, la MLI consiste à déterminer en temps réel les instants de 
fermeture et d'ouverture des interrupteurs à l'aide d'une électronique de commande analogique ou 
numérique ou en faisant simultanément appel à ces deux techniques. 
L'objectif principal de la MLI est d'obtenir une tension ou un courant proche à la forme sinusoïdale à 
la sortie de l'onduleur.  
1.8.1 Onduleur monophasé MLI en demi-pont de tension 
L'onde de modulation de fréquence f' nettement supérieure à la fréquence de l'onde de référence f, 
est une onde triangulaire d'amplitude U/2. 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
14 

Electronique de Puissance Avancée 
 
+U/2 
 

uréf 

 
i

 
t1 
t2 
T' 
 
 K1
-U/2 
U/2
uch 
 T1
D1 
 
 
K
K'
i


K1 
ch 
U
 
 
u
+U/2
ch 
 
 
U/2 
 T 1
'
D'
U

chmoy 
 
1
K'

 

t1 
t2 
Tm 
 
-U/2 
 
Figure 1.17: Tension moyenne d'un onduleur en demi-pont MLI 
Calcul de la valeur moyenne uch pendant Tm: 
Sachant que:  
-  la période de l'onde de modulation Tm<<; 
-  la variation de uréf est négligeable (?uréf?0)?uréf=cte. 
1 ?U
U
U
?
U
=
                                             (1.4) 
cmoy
? .?
.() +
.()
1
2
1
m
2 ?
Tm ? 2
2
2
?
Calcul de t1: 
U
t
à t
1
1:  M
= ?
U
.
2
.
 
(ascendante)
réf
2
Tm
?
U
T
  u
m
(
+ ).
                                                            (1.5) 
1
ref
2
U
.
2
U
.
3
t
à t
2
2:  M
=
U
.
2
.
 
(desce
e
ndant )
réf
2
Tm
?
U
.
3
T
= ( u
m
?
+
).
                                                       (1.6) 
2
ref
2
U
.
2
On remplace t1 et t2 dans (1.4), on trouve: 
U
u
                                                              (1.7) 
chmoey
ref
Si la référence varie sinusoïdalement, la valeur moyenne de uch variera suivant la même loi. Donc, 
l'objectif de la MLI est vérifié. 
1.8.2 Caractérisation de la modulation M: 
Si la référence est sinusoïdale, deux paramètres caractérisent la commande: 
1.  l'indice de modulation m:  c'est le  rapport  entre  la fréquence de l'onde modulation et celle de 
l'onde référence (f'/f); 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
15 

Electronique de Puissance Avancée 
2.  le coefficient de réglage r: c'est le rapport entre l'amplitude de l'onde référence et la valeur crête 
U/2 de l'onde de modulation.  
Selon l'indice de modulation on distingue deux types de modulation: 
-  la modulation synchrone: lorsque f' est un multiple entier de f (m est un nombre entier). Dans ce 
cas, on obtient une tension uch vraiment périodique avec une période T=1/f; 
-  la modulation asynchrone:  lorsque f' n'est pas un multiple entier de f (m n'est pas un nombre 
entier).  
En modulation synchrone: 
-  si m est impair, le développement en série de Fourier de uch  ne comporte que les harmoniques 
impairs; 
-  si m est pair, le  développement en série de Fourier de uch  donne une composante continue, des 
harmoniques pairs, et des harmoniques impairs.  
Par conséquent, on choisit donc des valeurs impaires de m. 
Calage est optimal: lorsque M passe par un maximum ou un minimum au milieu des alternances de 
l'onde de référence. Dans ce cas, les alternances 
 de uch sont symétriques par rapport à leurs milieux. 
 
1.8.3 Tension de sortie: 
-  Fondamental: 
Dès que m est suffisament égal ou supérieur à 6, la  fondamentale  de la tension de sortie est 
1
U
pratiquement égal à la tension de référence et donc a pour valeur efficace:  U
=
.r.
                                              
1
ch
2
2
À une tension d'entrée donnée, la MLI permet de faire varier la valeur de la tension de sortie, ce qui 
ne permettant pas la commande en pleine onde. 
U
Quand r va de 0 à 1, Uch1 va de 0 à 
. Par conséquant la valeur maximale de Uch1 est inférieure à 
2 2
sa valeur obtenue avec la commande en pleine onde, soit: 
1
U
2
U
=
.
.
=
U
.                                                          (1.8)  
ch1
2 ? 2
?
On peut conclure égalment: 
U
(MLI )
?
1
ch
=
=
.
7856
.
0
 
U
(
 
pleine onde)
4
1
ch
Donc on a un déchet de tension de 21.46% 
 
 
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16 

Electronique de Puissance Avancée 
 
 
+U/2  M 
uréf 
 
?t
 
 

 
 
+U/2 
K1 
K'
K'
K'
K'1 
K'1 
K

K1 

K1 

K1 
K1 

K'1 
K1 
 
uch 
 
+U/2 
 
?t 
 

 
 
+U/2 
 

 

?t 

 
 
ich 
 

?t 
 

 
 
iT1 
 
?t 

 
 
iD1 
 
 
?t 

 
u
 
T1 
 
?t 
 

 
 
Figure 1.18: Formes d'ondes d'un onduleur en demi-pont MLI 
 
 
 
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17 

Electronique de Puissance Avancée 
1.8.4.  Harmoniques: 
En commande pleine onde, le développement en série de Fourier de uch de fréquence f comporte les 
harmoniques de fréquence 3f, 5f, 7f,   
Donc de rang 3, 5, 7,… 
En MLI synchrone, le spectre d'harmoniques de uch varie avec le coefficient de réglage r et l'indice 
de modulation m, comme suit: 
-  si r=0, uch  est formée de signaux  rectangulaires jointifs de fréquence mf, comprend les 
harmoniques de rang m, 3m, 5m,…; 
-  quand r croit, la fondamentale Uch1 augmente, les harmoniques de rang m, 3m, 5m,… diminuent 
mais il en apparaît d'autres. Ceux-ci peuvent se diviser en 3 familles: 
1ère Famille: 
est concentrée sur la fréquence mf et comprend, outre le terme de rang m, la paire d'harmoniques de 
rang m-2 et m+2, la paire de rang m-4 et m+4,… 
2ème Famille: 
est concentrée sur la fréquence 2mf et comprend la paire d'harmoniques de rang 2m-1 et 2m+1, la 
paire de rang 2m-3 et 2m+3,… 
3ème Famille: 
est concentrée sur la fréquence 3mf et comprend les harmoniques de rang 3m, 3m-2 et 3m+2, 3m-4 
et 3m+4,… 
Remarques:  
-  si m est grand, les termes des premières familles tout ou moins n'interfèrent pas. D'autre part, les 
harmoniques de la même paire ont la même valeur; 
-  lorsque l'indice de modulation est multiple de 3, le principal harmonique de rang m et les 
harmoniques de rang 2m-3, 2m+3 de la 2ème famille sont disparus; 
2
U
r
-  la MLI ne reduit pas le taux d'harmoniques:  ? =
1 ?
,  ?
n
n  est independant de m; mais elle 
2
2
permet de décaler les harmoniques vers les fréquences les plus élevées, ce qui facilite leur 
filtrage.  
Exemple: m=15, r=0.8 
2
Pour chaque terme de fréquence nf on a indiqué sa valeur efficace Uchn rapportée à 
(valeur du 
?
fondamental en pleine onde). 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
18 

Electronique de Puissance Avancée 
 
U chn
 
 
( 2./ ?)
 
 
 
 
 
10 
20 
30 

 
Figure 1.19: Spectre d'harmoniques 
1ère Famille: 15, 13, 17, 11, 19,… 
2ème Famille: 29, 31, 27, 33,… 
Sur le spectre on a tracé en trais interrompus les harmoniques qui disparaissent. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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19 

Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre II:  
Les onduleurs MLI triphasés 
2.1 Onduleur triphasé de tension 
2.1.1 Analyse et fonctionnement 
-  K1  et K'1, K2  et K'2, K3  et K'3  doivent être complémentaires.  Ainsi que, les interrupteurs sont 
réversibles en courant. 
 

 
vK1 T
 

K1  D
K2 
K3 

vchA 
 
iK1 
ichA 

 
U/2 
vchB 
 
i
i
K2 
chB 


 
vchC 
 
ichC 
C
U/2 
 
 
iK3 
 
K'1 
K'2 
K'3 
 
Figure 2.1: Onduleur triphasé de tension 
Avec: 
? : es
 
F;

??
1
2
=
                                                              (2.1)  
A
?
 
0
?? '
es
 
F.

?? 2
1
? :es
 
F;

??
2
2
=
                                                             (2.2)   
B
?
 
0
??  : '
es
 
F.

?? 2
2
?es
 
F;

??
3
2
=
                                                             (2.3) 
C
?
 
0
?? '
es
 
F.

?? 2
3
N.B: on désigne par 'F' lorsque l'interrupteur est fermé, et par 'O' lorsque celui-ci est ouvert. 
On peut exprimer également les tensions composées aux bornes de charge comme suit: 
? :es
  t   
F, es
  t  ;
 
O
?
1
2
0
? : et 
 
s
  ont  ;
 
F
v
= () ? () =
                               (2.4) 
A
B
AB
A
B
?
1
2
 
0
0
?es
  t    
O, es
 
F;

?
1
2
0
? : et 
 
s
 
O.
ont  
?
1
2
De même, on peut déduire les expressions de  v
et  v

BC
CA
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
20 

Electronique de Puissance Avancée 
D'autre part, pour une charge triphasée équilibrée, on a:  
v
= 0
A
B
C
                                                                  (2.5) 
En utilisant les expressions précédentes, et on déduit les tensions simples comme suit: 
1
2
1
1
v A = [( v v ) ?( v v
A
B
C
]
=
( v
v ) ( v v ) ( v v )
A
0
B
0
C
0                       (2.6) 
3
3
3
3
1
1
2
1
vB = [( v v ) ?( v v
B
C
A
]
= ?
( v
v ) ( v v ) ( v v )
A
0
B
0
C
0                     (2.7) 
3
3
3
3
1
1
1
2
vC = [( v v ) ?( v v
C
A
B
]
= ?
( v
v ) ( v v ) ( v v )
A
0
B
0
C
0                    (2.8) 
3
3
3
3
Le courant délivré par la source est donné par:  
i
                                                                (2.9) 
k1
2
ik 3
Le fonctionnement de l'onduleur triphasé de tension est projeté dans un tableau résumé, suivant: 
K1 
K2 
K3 
vA- v0 
vB- v0 
vC- v0 
vcA 
vcB 
vcC 
iK1 
iK2 
iK3 




U/2 
U/2 
U/2 



icA 
icB 
icC 




U/2 
U/2 
-U/2 
U/3 
U/3 
-2U/3 
icA 
icB 

- icC 



U/2 
-U/2 
U/2 
U/3 
-2U/3 
U/3 
icA 

icC 
- icB 



U/2 
- U/2 
- U/2 
2U/3 
-U/3 
-U/3 
icA 


icA 



-U/2 
U/2 
U/2 
-2U/3 
U/3 
U/3 

icB 
icC 
- icA 



- U/2 
U/2 
-U/2 
-U/3 
2U/3 
-U/3 

icB 

icB 



- U/2 
-U/2 
U/2 
U/3- 
-U/3 
2U/3 


icC 
icC 



- U/2 
- U/2 
- U/2 







 
2.1.2. Fonctionnement en pleine onde 
La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant une demi-période (T/2) 
des tensions de sortie, comme suit: 
?
,
?K  pour 0
  < ?< ? et
   K   pour ?
  < ?< 2?;
1
?
1
?
2?
2?
2?
2?
?K  pour 
< ?< ? +
,
et
   K   pour ?
  +
< ?< 2? +
;
2
                             (2.10)                            
?
3
3
2
3
3
?
4?
4?
4?
4?
?K  pour 
< ?< ? +
,
et
   K   pour ?
  +
< ?< 2? +
.
? 3
3
3
3
3
3
D'après le tableau résumé, on peut tracer les formes d'ondes. Les tensions de sortie vchA, vchB et vchC 
ont pour valeur efficace de leur fondamental est:  
V
= 2                                                                    (2.11) 
ch1
?
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
21 

Electronique de Puissance Avancée 
 
K1 
?t 
 
K2 
?t 
 
K3 
?t 
 
vchA 
?t 
 
vA-v0 
 
ichB 
ichA 
ichC 
?t
 
 
 
i
 
 
?t 
 
 
iK1 
?t 
 
D1 
T1 
D'1 
T'1 
 
T'2 
D2 
T2 
D'2 
 
T3 
D'3 
T'3 
D3 
 
Figure 2.2: Forme d'ondes en pleine onde 
2.1.3. Fonctionnement en MLI 
.   
 
K1 
?t 
 
K2 
?t 
 
 
K3 
?t 
 
vA-v0 
?t 
 
 
vchA 
?t 
 
 
ichB 
ichA 
ichC 
?t 
 
 

?t
 
 
 
 
iK1 
?t 
 
Figure 2.3: Forme d'ondes en MLI
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
22 

Electronique de Puissance Avancée 
Si la modulation est synchrone, on choisit un indice de modulation multiple de 3, soit m=6. 
Les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé en utilisant le chronomètre de fermeture 
des interrupteurs K1, K2 et K3 
2. 2. Onduleur triphasé de courant 
2.2.1. Analyse et fonctionnement 
? L'onduleur de courant  triphasé est placé entre une source de courant continu supposée parfaite; 
donc débutant un courant constant, et une source de tension alternative triphasée supposée parfaite; 
donc présentant des tensions vchA, vchB, vchC formant un système triphasé sinusoïdale équilibré. 
? Les interrupteurs K1, K2, K3 d'une part, et K'1, K'2, K'3 d'autre part doivent être complémentaires, 
pour que la source du courant ne soit jamais en circuit ouvert et la source de tension ne soit jamais 
mise en court-circuit. Ainsi que, les interrupteurs sont réversibles en tension. 
 

v
 
chA 
vK1 
K1 
K2 
K3  i
i
chA 
K1 
A
 
 
v
 
chB 
i
ichB
K2 
 


 
vchC 
 
ichC 
iK3 

 
K'1 
K'
K'
 


 
Figure 2.4: Onduleur triphasé de courant 
fermés 
icA  icB  icC 
vK1 
vK2 
vK3 
vK1' 
vK2' 
vK3' 

K1 
K '
1  




vcA- vcB   vcA- vcC 

vcB- vcA  vcC- vcA 

K1 
K '
2  

-I 


vcA- vcB   vcA- vcC  vcA- vcB  

vcC- vcB  vcA- vcB 
K1 
K '
3  


-I 

vcA- vcB  vcA- vcC  vcA- vcC  vcB- vcC 

vcA- vcC 
K2 
K '
1  
-I 


vcB- vcA 

vcB- vcC 

vcB- vcA  vcC- vcA  vcB- vcA 
K2 
K '
2  



vcB- vcA 

vcB- vcC  vcA- vcB 

vcC- vcB 

K2 
K '
3  


-I 
vcB- vcA 

vcB- vcC  vcA- vcC  vcB- vcC 

vcB- vcC 
K3 
K '
1  
-I 


vcC- vcA  vcC- vcB 


vcB- vcA  vcC- vcA  vcC- vcA 
K3 
K '
2  

-I 

vcC- vcA  vcC- vcB 

vcA- vcB 

vcC- vcB  vcC- vcB 
K3 
K '
3  



vcC- vcA  vcC- vcB 

vcA- vcC  vcB- vcC 


 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
23 

Electronique de Puissance Avancée 
K , K
K
 
,
1
2
3 ?
? :
air
complément
es ? il y a 9 configurations possibles. 
K' , K'
K'
 
,
1
2
3 ?
L'ensemble des relations est regroupé dans un tableau résumé. Pour résumé, on a indiqué que les 2 
interrupteurs fermés, alors les autres étant ouverts. 
2.2.2. Fonctionnement en pleine onde 
La commande en pleine onde consiste à fermer chaque interrupteur pendant un tiers de période (T) 
des courants de sortie, comme suit: 
?
2?
2
,
?
?K  pour 0
  < ?<
et
    K   pour ?
  < ?<
+ ?;
1
?
3
1
3
?
2?
4?
2?
4?
?K  pour 
< ?<
,
et
    K   pour ?
  +
< ?< ? +
;
2
                             (2.12) 
?
3
3
2
3
3
?
4?
4?
?K  pour 
< ?< 2?
,
et
    K   pour ?
  +
< ?< ?
.
? 3
3
3
3
D'après le tableau résumé, on peut tracer les formes d'ondes. 
La valeur efficace dees courants de sortie ichA, ichB et ichC est: 
  I
= 6                                                             (2.13) 
ch1
?
  
K1 
K2 
 
K3 
K'
 

K'2 
 
K'3 
 
ichA 
?t 
 
i
 
chB 
 
ichC 
 
 
 
vchA 
v
vchC 
chA 
 
u
 
 
 
v
 
k1 
 
K1 
 
Figure 2.5: Forme d'ondes en pleine onde 
 
 
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24 

Electronique de Puissance Avancée 
2.2.3Fonctionnement en MLI 
?
i
r ( ?t )
Aref
??
2?
?i
r ( ??
)
Bref
                                                         (2.14) 
?
3
?
2?
?i
r ( ?+
)
Bref
3
Où r est le coefficient de réglage en courant. 
Parmi les diverses techniques de modulation, l'une des plus utilisées découle du principe indiqué par 
T. ONISHI et K. OKITSU
Puisque i
i
i
= 0
chA
chB
chC
, il suffit d'approximer deux courants. Dans ce cas, on utilise deux 
ondes de modulation M1  et M2  unidirectionnelles d'amplitude I, décalées entre elles de moitie de 
leurs périodes.  
On divise la période T des courants de sortie en 6 sixièmes: 
-  Pendent le premier sixième de période, la comparaison de iAref avec M1 détermine les intervalles 
de fermeture de K1. Ainsi que, la comparaison de iCref  avec M2  détermine les intervalles  de 
fermeture de K3. K2  est fermé quand K1  et K3  sont ouverts. D'autre part, K'2  fonctionne en 
permanence. 
-   Pendent le deuxième sixième de période, la comparaison de -iBref  avec M1  détermine les 
intervalles de fermeture de K'2. Ainsi que, la comparaison de  -iCref  avec M2  détermine les 
intervalles de fermeture de K'3. K'1  est fermé quand K'2  et K'3  sont ouverts. D'autre part, K1 
fonctionne en permanence. 
De la même manière en déterminant la commande des interrupteurs dans les autres sixièmes de 
périodes.  Ainsi que, les formes d'ondes sont déduites à l'aide du tableau résumé  en utilisant le 
chronomètre de fermeture des interrupteurs, obtenu par la méthode précédente.   
La fondamentale des courants de sortie a pour valeur:  
I
I
r.
1
ch
                                                             (2.15) 
2
6
La comparaison de cette valeur avec celle obtenue par la commande en pleine onde I.
, montre 
?
qu'on a un déchet de courant de 9.3 %. 
Dans ce cas, les courants de sortie contiennent tous les harmoniques impairs sauf ceux de rang 3 et 
multiple de 3. ces harmoniques se regroupent en familles suivantes: 
-  1ère famille: les harmoniques de rang m-2 et m+2, m-4 et m+4,…ect.  
-  2ème famille: ceux de rang 2m-1 et 2m+1, 2m-3 et 2m+3,…ect. 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
25 

Electronique de Puissance Avancée 
 
 
M1 
 
 
M2 
 
 
ichA 
 
 
 
ichB 
 
 
ichC 
 
 
 
v
 
chA 
vchB 
vchC 
 
 

 
?t 
 
 
Figure 2.6: Forme d'ondes en MLI 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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26 

Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre III:  
Les Redresseurs MLI triphasés 
Les redresseurs MLI sont finalement des onduleurs (même structure, même techniques e 
commandes adoptées) utilisés "à l'envers" qui permettent de  produire une tension continue à partir 
d'un  réseau alternatif (comme un redresseur à diode muni d'un  filtre) mais en absorbant sur le dit 
réseau des courants sinusoïdaux, à facteur de puissance unitaire. 
Ils sont entièrement réversibles.  La contrainte de commande sera donc d'imposer que Q et les 
harmoniques de courants absorbées par l'onduleur soient nuls.  
Par conséquent, le réseau impose la fréquence de référence d'une part et d'autre part la fréquence de 
modulation doit être multiple de 3 de la fréquence de référence, comme nous l'avons déjà souligné. 
Ainsi que, on rend le facteur de puissance du fundamental ( cos?=1) égal à l'unité, par le calage de 
la référence. En outre, on déplace les harmoniques des courants d'entrée vers les hautes fréquences 
par la modulation. 
3.1. Redresseur MLI de courant triphasé: 
ich 
 
K
K


K3 
 
vA 

 
iA 
eA 
 
 
vB 

rge
 
uch 
iB 
ha
C
eB 
 
vC 
 ?? ?? ??C 
 
iC 
eC 
 
K'1 
K'2 
K'3 
 
Figure 3.7: Redresseur triphasé de courant 
Un redresseur MLI de courant alimenté par une source triphasée de courants sinusoïdaux, débitant 
sur une source de tension continue, a la même structure et la même technique de commande qu'un 
onduleur de tension triphasé. 
On ajoute une inductance supplémentaire à celle de réseau, afin d'assurer le comportement d'une 
source de courant à l'entrée du redresseur d'une part, et d'autre part on délivre une capacité entre les 
bornes de sortie afin d'assurer le comportement d'une source de tension dans la sortie (?u?0). 
On utilise comme cellule de commutation dans le redresseurs MLI, le GTO asymétrique ou l'IGBT 
avec une diode parallèle inverse.  
 
 
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27 

Electronique de Puissance Avancée 
3.1.1. Forme d'ondes 
Pour m=9, et en tenant compte les hypothèses simplificatrices suivantes: 
-  la source de courants est parfaite (  iA, iB, iC sont sinusoïdaux);  
-  la charge comporte comme une source de tension parfaite (?uc?0); 
-  les courants d'entrés sont en phase avec les  du réseau; 
-  les interrupteurs sont idéaux. 
D'après les intervalles de fermeture des interrupteurs, on déduit la forme d'onde de la tension vA et le 
courant de sortie ic en utilisant le tableau résumé obtenu pour l'onduleur de tension.  
 
1
 
0   
-1
 
1
K1 
 
0
 
1
K2 
 
0
1
 
K3 
 
0
vA 
 
?t 
0

 
 
ich 
 
?t 
0  

 
Figure 3.8: Forme d'ondes 
 
 
3.1.2. Rapport des tensions d'entrée et de sortie 
-  Si on néglige l'ondulation de la tension de sortie, uc=Uc; 
-  Si  l'indice  de  modulation  est  suffisant  m?6,    le  fondamental  des  tensions  alternatives  a  une 
amplitude pratiquement égale à celle de la référence. Donc, la valeur efficace V1 du fondamental 
des tensions vA, vB, vC a pour valeur: 
1
2 2
 
=
?
=
1
V
r.U
U
.U
c
c
1                                                     (3.1)  
2 2
r
Avec:  0 ? ? 1 
Par conséquent: U c ? 1
 , ce qui implique que le redresseur MLI de courant se comporte comme un 
élévateur de tension continu 
 
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28 

Electronique de Puissance Avancée 
3.1.3. Qualité des courants du coté réseau 
Les formes d'ondes et les harmoniques des tensions vA, vB, vC sont les mêmes que ceux obtenus dans 
le cas de l'onduleur MLI de tension. 
D'après le schéma de principe indiqué auparavant et quant tenant la phase A, on peut écrire: 
di A
L
v
A
                                                             (3.2) 
dt
 Donc, les harmoniques des courant du coté réseau sont directement liés à ceux es tensions vA, vB, 
vC. Autrement dit l'harmonique de rang n des courants a pour valeur efficace: 
V
  I
=
n
n
                                                                      (3.3) 
.
L n ?
.
Par conséquent, pour réduire les harmoniques des courants, il faut adopter un indice de modulation 
m suffisamment grand  afin de repousser les premiers harmoniques des tensions ayant des valeurs 
notable  vers des fréquences suffisamment  élevée.  D'autre part, il faux insérer une inductance L 
d'entrée d'une valeur suffisante. 
 
3.2. Redresseur MLI de tension triphasé 
Un redresseur MLI de tension, est alimenté par une source triphasé de tensions sinusoïdales et 
débitant sur une charge se comporte comme une source de courant continue. Il a une structure et une 
technique de commande identique qu'un onduleur de courant. 
-  On délivre entre les ces bornes d'entrée, des condensateurs de manière à retrouver le caractère 
d'une source de tension. 
-  D'autre part, on ajoute une inductance de lissage (?ic?0). 
i
 
ch 
K1 
K2 
K3 
 
vA 
i ' 
A

 
i
i '' 

A
eA  v
 

 
i ' 
B

rge
uch 
 
i '' 
iB 
ha
B
C
eB  vC 
i ' 
C
 
 
?? ?? ??C 
i ''  iC 
C
K'1 
eC 
  K'2 
K'3 
 
 
 
Figure 3.9: Onduleur triphasé de courant 
 
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29 

Electronique de Puissance Avancée 
3.2.1. Forme d'ondes 
On suppose que: 
-  Le convertisseur est placé entre deux sources parfaites; 
-  La tension Ic=Cte (?ic?0); 
-  Les tensions à l'entrée du convertisseur vA, vB, vC sont sinusoïdales; 
Dans ces conditions, on utilise la technique adoptée pour l'onduleur de courant et le tableau résume 
de son fonctionnement afin de déduire les intervalles de fermeture des intercepteurs et pour tracer 
les formes d'ondes.  
 
 
1   
 
0
 
1
 
0
1
K
 

0
1
K2 
 
0
1
K3 
 
0
1
K'1 
0
 
1
K'2 
0
1
 
K'3 
0
 
iA 
?t 
0

 
 
uc 
 
?t 

 
Figure 3.10: Forme d'ondes 
 
 
3.2.2. Tension redressée 
On considère que les valeurs efficaces des fondamentaux des grandeurs du coté alternatif. 
=
+
?
1
V
jL I1''
                                                  (3.4) 
I
=
+
=
1' '
II1 et
 '   1
I
j.C. 1
V
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
30 

Electronique de Puissance Avancée 
 
'  
 
1
 
''
1  
?
 
 
1
 
 
?  
j.L?''
1  
 
I1  
 
Figure 3.11: Diagramme vectoriel 
1
 
D'après (3.4), on a: 
1
"=
('+ jC?)
1
1
                                                         (3.5) 
1
2
LC?
D'après le diagramme vectoriel, on deduit: 
?
"
? =
1
cos
cos ?
??
1
1
2
?
1 ? LC?
                                        (3.6) 
?"
? =
1
sin
(C?sin ?
?
)
? 1
1
1 ? LC?2
Si l'indice de modulation est suffisant grand, on peut écrire:  
I
rch
1
                                                                (3.7) 
2
L'expression (3.6), devient:    
?
Ich
"
? =
1
cos
r.
cos ?
??
1
2
?
1 ? LC?
2
                                    (3.8) 
?
Ich
"
? =
1
sin
(C?r.
sin ?)
? 1
?
1 ? LC?2
2 1
Si en tenant compte la conservation de la puissance, on a: 
 U
I
= 3EI "cos?
ch ch
1
                                                              (3.9) 
En tenant compte (3.9) et (3.8), donc on peut déduire: 
= 3
E
U
.r.cos ?
ch
                                                 (3.10) 
2 1
( ? LC?2 )
D'après l'expression (3.10), on constate que: 
Le redresseur MLI de tension fonctionne en abaisseur de tension.      
 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
31 

Electronique de Puissance Avancée 
3.3. Commande en boucle fermée du redresseur de courant MLI 
Le principe de base de commande en boucle fermée du redresseur de tension consiste à comparer la 
tension  continue  mesurée  à une  référence  Uréf.  L'erreur de cette comparaison  est utilisé afin de 
générer les signaux de commande pour  les six interrupteurs du redresseur.  
 
 
ich 
 
K
K


K3 
 
vA 

 
iA 
eA 
 
 
vB 

rge
 
uch 
iB 
ha
C
eB 
 
vC 
 ?? ?? ??C 
 
iC 
eC 
 
K'1 
K'2 
K'3 
 
err 
U
Commande MLI
ref 
 
 
Figure 3.12: Commande MLI en boucle fermée 
 
 
3.4. Domaine d’application des redresseurs MLI 
Les  redresseurs MLI offre des nombreux avantages surtout en ce qui concerne la gamme de 
variation des grandeurs continus de sortie (tension ou courant), ainsi que ils ont permet de déplacer 
les harmoniques vers les hautes fréquences ce qui facilite  leur filtrage.  De plus, elle a un 
comportement souple à la commande, ce qui lui permet de trouver un domaine d’application très 
vaste. En général, les redresseurs MLI sont associés par les onduleurs MLI avec un bus continu afin 
de concevoir un convertisseur indirect de puissance AC/AC avec des grandeurs de sortie  (tension 
ou courant) variables en fréquence et en amplitude. Par conséquent, ils peuvent être utilisés dans des 
applications spécifiques, comme dans les systèmes de génération de l’énergie électrique à partir des 
puissances éolienne (figure  3.13)  et hydraulique, dans les systèmes d'entraînement  (figure  3.14), 
ainsi que dans les systèmes de transport de l'énergie électrique en courant continu à haute tension 
(HVDC), figure 3.15. 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
32 

Electronique de Puissance Avancée 
 
Transformateur 
 
 
eau
és
R
vent 
 
 
   
Lf 
 
 
ic1=Ic1
i
 
a
i
iA
 
b
Ond. 3? 
c2
 
c2
 
v a
1
 
Red. 3? 
 
 
 
MLI 
C
v AB

= U
MLI 
 
 
2
u c
v ac
v bc  
u c
v AC
v BC
 
MADA 
 
Figure 3.13: Système éolien à base d'une génératrice asynchrone à double alimentation 
 
 
Lf 
 
I ?Ct
 
r
id  
v
 

 
  
 
 
i
 
 

 
 
 
iA 
vB 
Red. 3? MLI 
Ond. 3? MLI 
 
i
 
ur 
U

d
C
 

iB 
?Ct
iC 
 
 
vC 
 
 
iC 
 
Commande  MLI 
  Commande  MLI 
Figure 3.14: Système d'entr  
ainement à vitesse variable 
 
Réseau de transport HVDC 
Réseau de 
 
Réseau de 
production 
distribution 
 
Bus Continu 
Red. 3? 
Red. 3? 
MLI 
 
MLI 
 
 
 
Transfo. 
 
Transfo. 
élévateur 
Abaisseur 
 
Red. 3? 
Red. 3? 
MLI 
 
MLI 
 
 
Bus Continu 
 
 
Figure 3.15: Système de transport en courant continu à haute tension HVDC. 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
33 

Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre IV:  
Les onduleurs multi-niveaux 
Dans le domaine des onduleurs de nouvelles topologies sont apparues au cours des dernières années.  
L'onduleur multi-niveaux consiste à associer de plusieurs cellules de commutation en série, afin de 
concevoir une tension de sortie à plusieurs niveaux.  
4.1. Avantages: 
En général, ce type de convertisseurs offre les deux principaux avantages  suivants:  
-  La  tension de sortie supérieure à la tenue en tension de chaque  interrupteur  (Vs=Np.Vkmax), ce 
qui permet l'utilisation de ce type des onduleurs dans des applications de très forte puissance et à 
haute tension (filtrage actif réseau HT, traction électrique, etc..); 
-  la forme d'onde de la tension de sortie est proche à la forme sinusoïdale, ce qui permet également 
de réduire le taux d'harmoniques. 
4.2. Inconvénients: 
Malgré  ces  avantages  considérables de ce type de convertisseurs, il faut toutefois souligner que le 
nombre considérable des intercepteurs à semi-conducteur utilisés dans ce cas, provoque les 
inconvénients suivants:  
-  son coût élevé ; 
-  présente des pertes (commutation et conduction) considérable; 
-  sa technique de commande devient très compliquée. 
Dans la littérature, on trouve plusieurs investigations sur les différentes topologies des onduleurs 
multi-niveaux.  
 
4.3. Onduleur multi-niveaux en cascade (multi-sources) 
La structure de base d'un onduleur multi-niveaux  monophasé  en cascade consiste à combiner (N-
1)/2  cellules  d'onduleur  à trois niveaux galvaniquement isolées afin de construire une tension de 
sortie à N niveaux de tension. Dans ce cas, les interrupteurs à semi-conducteurs sont dimensionnés 
pour Vs/(N-1)/2.  
Chaque cellule d'onduleur produise une tension de sortie à trois niveaux avec une largeur définie par 
la commande de ces interrupteurs. Donc, la tension à la sortie du convertisseur est la somme des 
tensions produisent par les cellules.  
 
 
 
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34 

Electronique de Puissance Avancée 
 
VS 
 Pont (N-1)/2 
K1 
K2 
 
VDC 
V
 
(N-1)/2 
V4 
K3 
K4 
 
 
Pont (N-3)/2 
K1 
K
 

 
VDC 
V
V
(N-3)/2 

 
K3 
K4 
VS 
 
K
Pont 2

K2 
 
 
V2 
VDC 
V2 
 
K3 
K4 
 
Pont 1 
K1 
K
 

V1 
V
 

VDC 
 
K3 
K4 
 
Figure 4.1: Structure en cascade 
Exemple:  
Pour un onduleur  à cinq niveaux (N=5): 
Nombre des ponts: NP =(N-1)/2=2. 
La tenue en tension de chaque interrupteur: VK=VDC=VS/2= Vs/Np 
 
 
 
VS 
VSmax=2  
VDC 
  Pont 2
K1 
K2 
 
VK 
  VDC 
V2 
 
V2 
K3 
K4 
 
VDC 
VS 
Pont 1 
K1 
K2 
 
V1 
V
 
DC 
V1 
 
K3 
K4 
 
 
Figure 4.2: Onduleur monophasé à 5 niveaux de tension 
 
 
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35 

Electronique de Puissance Avancée 
4.4. Onduleur multi-niveaux polygonal (seule source) 
Vu que, la structure précédente utilise plusieurs sources de tension continue électriquement isolées, 
et ceci constitué son inconvénient majeur et pour éviter ce problème une autre structure est possible, 
dans laquelle les tensions secondaires sont mises en série par des transformateurs. 
Pont 1 
Pont 2 
 
Pont (N-1)/2 
K1 
K2 
K1 
 
K2 
K1 
K2 
VDC 
 
K3 
K4 
K3 
 
K4 
K3 
K4 
 
Transformateur 
Transfo  rmateur 
Transformateur 


(N-1)/2 
  VS 
 
Figure 4.3: Structure polygonale 
L’intérêt des onduleurs multi-niveaux réside dans la modularité, les inconvénients résident dans le 
transformateur de sortie pour la structure polygonale, mais celui-ci peut être dimensionné pour une 
fréquence de découpage élevée et dans celui d’entrée pour la structure en cascade. Ce transformateur 
est dimensionné pour les composantes BF des fréquences d’entrée (structure cascade) ou de sortie 
(structure polygone). 
4.5. Onduleur multi-niveaux NPC 
 
K
 

K1 
 
T1 
D1 
E/2 
 
K31 
 
K31 
T31 
D31 
 
K32 
iS 
 
K32 
 
T32 
D32 
K1 
 
vS 
 
K
E

E/2 
 
vs 
 
T2 
D2 
E/2 
 
?t 
Figure 4.4: Bras d'un onduleur NPC
Figure 4.5: Stratégie de commande 
 
 
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36 

Electronique de Puissance Avancée 
Depuis son introduction en 1981,  l'onduleur de tension  NPC  (Neutral Point Clamped)  à trois 
nivaux  a été développé  pour son avantage par rapport à  celui à  deux niveaux  concernant  ces 
applications à puissance élevée. En effet, cette structure ne nécessite que 2 diodes supplémentaires 
et réalise naturellement l'équilibrage des tensions tout en offrant un degré de liberté supplémentaire, 
elle est  constituée par une forme d’entrelacement de deux cellules de commutation où les 
interrupteurs seraient mis en série. L’objectif est de fournir une tension de sortie supérieure à  la 
tenue en tension des interrupteurs élémentaires. 
La stratégie de commande consiste à commander les intercepteurs K1 et K32 d'une part, et K2 et K31 
d'autre part d'une manière complémentaire. 
 
4.6. Onduleur triphasé NPC à point milieu capacitif unique 
Cette structure présente un inconvénient : la tension intermédiaire (idéalement Ec/2) ne peut  être 
fournie indéfiniment, elle de la  tension du point milieu capacitif qui dépend du courant  fourni en 
sortie. Il faut donc assurer un courant moyen nul dans les capacités du point milieu  et il est donc 
nécessaire d’intégrer dans la commande un dispositif qui assure ce contrôle.  Les onduleurs NPC 
constituent un excellent compromis coût /performance dans les  applications nécessitant la mise en 
série de deux semi-conducteurs. En effet, deux simples  diodes de tenue en tension E/2 permettent 
d’obtenir une amélioration significative de la tension découpée. 
 
 
E/2 
 
 


 
 
E/2 
vsA 
vsB 
vsC 
 
 
Figure 4.6: Onduleur triphasé NP  
C à point milieu capacitif unique 
 
 
 
 
 
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37 

Electronique de Puissance Avancée 
Chapitre V:  
Convertisseur Matriciel 
Le convertisseur matriciel est une nouvelle génération du convertisseur direct de puissance 
alternatif/alternatif. Il permet d'assurer un écoulement bidirectionnel de puissance entre le réseau et 
le récepteur, ainsi qu'il permet de contrôler la tension de sortie en amplitude et en fréquence grâce à 
une matrice des interrupteurs de puissance bidirectionnels en courant et en tension reliant n phases 
d'entrée à m phases de sortie; cela conduit à avoir n×m interrupteurs bidirectionnels. Par conséquent, 
le  convertisseur  matriciel  du  triphasée  vers  triphasée  3?/3?    nécessite  neuf  interrupteurs 
bidirectionnels. 
5.1. Principe de fonctionnement 
Le convertisseur matriciel triphasé/triphasé, consiste à utilisé 9 interrupteurs bidirectionnels 
en courant et en tension reliant les trois phases d'entrée à celles de la charge. Un filtre passe-bas doit 
être  inséré à l'entrée du convertisseur matriciel dont l'objectif d'empêcher la propagation des 
courants harmoniques dans le réseau.  
Pour que l'échange d'énergie entre la source et la charge soit possible, il faut que la source présente 
un comportement différent de celui de la charge. Pour cette raison, la source présente un 
comportement d'une source de tension, alors que la charge présente celui d'une source de courant 
dans le schéma. 
Convertisseur matriciel 
vfAN 
 
A  ifA 
Lf 
Rf 
iA 
SAa 
SAb 
SAc 
 
 
vfBN 
B  i
L
fB 

Rf 
iB 
 
SBa 
SBb 
SBc 

 
vfCN 
C  ifC 
Lf 
Rf 
iC   
SCa 
SCb 
SCc 
 
v
Cf 
AN 
 
vaN 



vbN 
vcN 
ia 
ib 
ic 

 
Filtre LC 
 
van 
vbn 
vcn 
 

 
Figure 5.1:Schéma de principe d'un convertisseur matriciel 3?/3? 
 
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38 

Electronique de Puissance Avancée 
5.2. Interrupteurs à semi-conducteurs utilisés dans le convertisseur matriciel 
L’utilisation d’interrupteurs réversibles en tension et en courant à blocage et amorçage commandés 
dans le premier et le troisième quadrant est indispensable dans le convertisseur matriciel. Dans la 
littérature, deux variantes des interrupteurs à semi-conducteurs fortement utilisées: 
 
 
 
 
 
(a) 
(b) 
 
Figure 5.2: Interrupteurs bidirectionnels à base de deux diodes et deux IGBT avec: (a)  émetteur 
commun, (b) collect  
eur commun  
5.3. Modèle mathématique du convertisseur matriciel 
??
l'
 
si
 
1
interrupte
S
ur 
est
 
f
  ermé;
ij
S =
                                         (5.1) 
ij
?
?? l' 
si
 
0
interrupte
S
ur 
est
 
ouve
 
rt  .
ij
Les tensions instantanées de sortie en fonction des tensions d'entrée sont données par: 
?vaN ? ?SAa SBa SCa ??vAN ?
?
? ?
??
?
v
=
? bN ? ?SAb SBb SCb ??vBN ?                                            (5.2)   
?v ? ?S
S
S
??v
?
? cN ? ? Ac
Bc
Cc ?? CN ?
La relation entre les courants instantanés d'entrée et ceux de sortie est donnée par: 
?iA ? ?SAa
SAb
SAc ??ia ?
? ? ?
?? ?
i
=
? B ? ?SBa
SBb
SBc ??ib ?                                             (5.3) 
?i ? ?S
S
(t)
S
??i ?
? C ? ? Ca
Cb
Cc ?? c ?
Le convertisseur matriciel triphasé/triphasé possède théoriquement 512 (29) combinaisons possibles. 
Sachant que l'entrée du convertisseur se comporte comme une source de tension, alors que la charge 
se comporte comme une source de courant (figure 4.1), les interrupteurs d'une même colonne 
doivent être complémentaires pour que la source de tension ne soit jamais en court-circuit et pour 
que la charge ne soit jamais en circuit-ouvert. Dans ces conditions, on a: 
S
S
+
= 1
Aj
Cj
S
Bj
                                                             (5.4) 
Avec :  j = {a, ,
b }
c  
Par conséquent, il y a 27 combinaisons possibles de commutation. 
 
 
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39 

Electronique de Puissance Avancée 
Si on suppose  t (t)
ij
la durée de conduction de l'interrupteur S , définie par:  
ij
t
+
+
=
Aj
t Bj tCj
s
T eq                                                          (5.5)  
Avec Tseq la période de commutation du convertisseur matriciel.  
Dans ce cas: 
0 < t <
ij
s
T eq                                                               (5.6) 
SAa=1 
SBa=1 
SCa=1 
 
tAa 
tBa 
tCa 
 
 
SAb=1 
SBb=1 
SCb=1 
 
tAb 
tBb 
tCb 
 
 
SAc=1 
SBc=1 
SCc=1 
 
tAc 
tBc 
tCc 
 
T
 
seq 
 
Figure 5.3: Durées de conduction des interrupteurs pendant une période de commutation.  
La figure ci-dessous représente la durée de conduction de chaque interrupteur pendant une période 
de commutation Tseq du convertisseur matriciel.   
Si on suppose que  m (t) est la durée cyclique de conduction de l'interrupteur S , définie par: 
ij
ij
tij
m (t) =
, avec  0 < m < 1                                                  (5.7)  
ij
T
ij
seq
D'autre part on peut écrire:                                             
m + m + m = 1                                                       (5.8)                                                       
Aj
Bj
Cj
On peut écrire également: 
?vaN ? ?mAa mBa mCa ??vAN ?
?
? ?
??
?
v
=
? bN ? ?mAb mBb mCb ??vBN ?                                           (5.9) 
?v ? ?m
m
m
??v
?
? cN ? ? Ac
Bc
Cc ?? CN ?
Avec:  
?mAa mBa mCa ?
?
?
M = ?mAb mBb mCb ?                                                    (5.10) 
?m
m
m
?
? Ac
Bc
Cc ?
M représente la matrice de modulation.   
 
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40 

Electronique de Puissance Avancée 
De même pour les courants d'entrée on peut écrire:  
?iA ? ?mAa mAb mAc??ia ?
? ? ?
?? ?
i
=
? B ? ?mBa mBb mBc ??ib ?                                           (5.11)                              
?i ? ?m
m
m
??i ?
? C ? ? Ca
Cb
Cc ?? c ?
 
5.4. Stratégies de commande  
Dans la littérature concernant le convertisseur matriciel, on trouve deux stratégies de commande qui 
sont principalement adoptées à la commande du convertisseur matriciel.  
-  Méthode de modulation de Venturini (1981):  
 
C'est une stratégie de commande basée sur la résolution le modèle matriciel du convertisseur 
afin de calculer la durée cyclique de conduction de chaque interrupteur. Cette méthode a été 
modifiée par la suite dont l'objectif d'augmenter le rapport de transformation  entre la tension de 
sortie et celle de l'entrée  de 0.5 à 0.866, et de produire des courants sinusoïdaux à l'entrée  du 
convertisseur avec un facteur de puissance unitaire indépendant de la charge.  
-  Modulation vectorielle SVM (1992):  
 
Cette méthode à été adoptée initialement par Huber en 1992. elle consiste de calculer la 
durée cyclique de conduction en temps réel de chaque interrupteur  à partir de la position des deux 
vecteurs spatiaux l'un de tension de sortie et l'autre de courant d'entrée. pour la commande du 
convertisseur matriciel. L'avantage principal de cette stratégie par rapport à celle de Venturini est 
réside dans les pertes réduites de commutation. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
./2015//Par: Dr. A.H. Dendouga  
41 

Electronique de Puissance Avancée 
Références Bibliographiques 
1. Muhammad H. Rashid, "Power electronics Handbook", 2nd Edition, Academic press of Elsevier, 
USA, 2007. 
2. W. Hart Daniel, "Power electronics", McGraw-Hill, New York, USA, 2011. 
3. A. Dendouga,"Contrôle des puissances active et réactive de la machine à double alimentation", 
thèse Doctorat, Université de Batna, 2010. 
4. A. Dendouga, R. Abdessemed et M.L. Bendaas, "Active and Reactive Powers Control of a 
Doubly-Fed Induction Generator Fed by Matrix Converter", EPE Journal, Vol.19, No.1, 2009. 
5. G. Séguier " les convertisseurs de l'électronique de puissance. volume 4, la conversion continu-
alternatif ",2ème Edition, Tec. & Doc Lavoisier,  1995, Paris, France.  
6. G. Séguier " Les convertisseurs de l'électronique de puissance. volume 1, la conversion alternatif-
continu", 3ème Edition, Tec. & Doc Lavoisier,  2006, Paris, France.  
7. B. K. Bose, "Power electronics and motor drives: advances and trends", Academic Press is an 
imprint of Elsevier, 2006, U. S. A. 
8. F.  Costa,"  Les onduleurs de tension en commutation commandée", Cours électronique de 
puissance avancée, Module MR2.  
9. J-S. Mariéthoz, " Etude formelle pour la synthèse de convertisseurs multi-niveaux asymétriques: 
topologies, modulation et commande ", thèse de doctorat, Lausanne, EPFL, France, 2005. 
10. 
D.  Casadei, G. Serra et A. Tani , "Matrix converter modulation strategies: a new general 
approach based on space-vector representation of the switch state", IEEE Trans. On Indu. Elec. , 
vol.49, pp.370-381, 2002. 
11. 
K. Ghedamsi, " Contribution à la modélisation et la commande d'un convertisseur direct de 
fréquence: Application à la conduite de la machine asynchrone", Thèse de Doctorat, Ecole 
nationale polytechnique, Alger, Algérie, 2008. 
12. 
L. Huber, et D. Borojevic,"Space vector modulated three-phase to three-phase matrix 
converter with input power factor correction ", IEEE Trans. On Ind. App., vol. 31, no. 6, pp.1234-
1246, Nov/Dec. 1995. 
 
 
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42 

Document Outline

  • 1.2.1 Convertisseurs directs:





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